ИМПУЛЬСНЫЕ ВЫПРЯМИТЕЛЬНЫЕ ДИОДЫ. Схемы диодных выпрямителей для импульсных источников питания

ИМПУЛЬСНЫЕ ВЫПРЯМИТЕЛЬНЫЕ ДИОДЫ

Для импульсных источников питания наиболее подходят диоды с оптимизированными собственными ёмкостью и временем, требующимся на то, чтобы обратное сопротивление восстановилось. Достижение необходимого показателя по первому параметру происходит при уменьшении длины и ширины p-n — перехода, это соответственно сказывается и на уменьшении допустимых мощностей рассеивания.

ВАХ импульсного диода

Величина барьерной ёмкости у диода импульсного типа в большинстве случаев составляет меньше 1 пФ. Время жизни неосновных носителей не превышает 4 нс. Для диодов данного типа характерна способность к пропусканию импульсов продолжительностью не более микросекунды при токах с широкой амплитудой. Обычные диоды или вообще не работают с ИБП, или сильно перегреваются и резко ухудшают свои параметры, поэтому нужны специальные высокочастотные элементы - они же "фаст диоды". Далее приводятся их основные типы, наименования и характеристики, достаточные для радиолюбительской практики.

Справочник импортным по импульсным диодам

Диоды Шоттки в импульсных БП

Высокоэффективные выпрямительные диоды

Другие диоды Шоттки

Диоды Шоттки

Кремниевые импульсные диоды

Быстровосстанавливающиеся диоды

Быстродействующие выпрямительные диоды

Типы корпусов диодов

Все эти диоды предназначены для частот в несколько десятков килогерц и используются в выпрямителях импульсных блоков питания. Естественно их можно ставить в обычные трансформаторные БП на 50 Гц.

Форум и справочная информация

Обсудить статью ИМПУЛЬСНЫЕ ВЫПРЯМИТЕЛЬНЫЕ ДИОДЫ

radioskot.ru

Выпрямители. Схемы выпрямления электрического тока | Meanders.ru

Выпрямитель электрического тока – электронная схема, предназначенная для преобразования переменного электрического тока в постоянный (одно полярный) электрический ток.

В полупроводниковой аппаратуре выпрямители исполняются на полупроводниковых диодах. В более старой и высоковольтной аппаратуре выпрямители исполняются на электровакуумных приборах – кенотронах. Раньше широко использовались – селеновые выпрямители.

Для начала вспомним, что собой представляет переменный электрический ток. Это гармонический сигнал, меняющий свою амплитуду и полярность по синусоидальному закону.

Переменное напряжение

В переменном электрическом токе можно условно выделить положительные и отрицательные полупериоды. Всё то, что больше нулевого значения относится к положительным полупериодам (положительная полуволна – красным цветом), а всё, что меньше (ниже) нулевого значения – к отрицательным полупериодам (отрицательная полуволна – синим цветом).

Выпрямитель, в зависимости от его конструкции «отсекает», или «переворачивает» одну из полуволн переменного тока, делая направление тока односторонним.

Схемы построения выпрямителей сетевого напряжения можно поделить на однофазные и трёхфазные, однополупериодные и двухполупериодные.

Для удобства мы будем считать, что выпрямляемый переменный электрический ток поступает с вторичной обмотки трансформатора. Это соответствует истине и потому, что даже электрический ток в домашние розетки квартир домов приходит с трансформатора понижающей подстанции. Кроме того, поскольку сила тока – величина, напрямую зависящая от нагрузки, то при рассмотрении схем выпрямления мы будем оперировать не понятием силы тока, а понятием – напряжение, амплитуда которого напрямую не зависит от нагрузки.

На рисунке изображена схема и временная диаграмма выпрямления переменного тока однофазным однополупериодным выпрямителем.

Однофазный выпрямитель (схема 1)Выходное напряжение

Из рисунка видно, что диод отсекает отрицательную полуволну. Если мы перевернём диод, поменяв его выводы – анод и катод местами, то на выходе окажется, что отсечена не отрицательная, а положительная полуволна.

Однофазный выпрямитель (схема 2)Выходное напряжение

Среднее значение напряжения на выходе однополупериодного выпрямителя соответствует значению:

Uср = Umax / π = 0,318 Umax

где: π — константа равная 3,14.

Однополупериодные выпрямители используются в качестве выпрямителей сетевого напряжения в схемах, потребляющих слабый ток, а также в качестве выпрямителей импульсных источников питания. Они абсолютно не годятся в качестве выпрямителей сетевого напряжения синусоидальной формы для устройств, потребляющих большой ток.

Наиболее распространёнными являются однофазные двухполупериодные выпрямители. Существуют две схемы таких выпрямителей – мостовая схема и балансная.

Рассмотрим мостовую схему однофазного двухполупериодного выпрямителя и его работу.

Мостовой выпрямительВыходное напряжение

Если ток вторичной обмотки трансформатора течёт по направлению от точки «А» к точке «В», то далее от точки «В» ток течёт через диод VD3 (диод VD1 его не пропускает), нагрузку Rн, диод VD2 и возвращается в обмотку трансформатора через точку «А».

Когда направление тока вторичной обмотки трансформатора меняется на противоположное, то вышедший из точки «А», ток течёт через диод VD4, нагрузку Rн, диод VD1 и возвращается в обмотку трансформатора через точку «В».

Таким образом, практически отсутствует промежуток времени, когда напряжение на выходе выпрямителя равно нулю.

Рассмотрим балансную схему однофазного двухполупериодного выпрямителя.

Балансный выпрямительВыходное напряжение

По своей сути это два однополупериодных выпрямителя, подключенных параллельно в противофазе, при этом начало второй обмотки соединено с концом первой вторичной обмотки. Если в мостовой схеме во время действия обоих полупериодов сетевого напряжения используется одна вторичная обмотка трансформатора, то в балансной схеме две вторичных обмотки (2 и 3) используются поочерёдно.

Среднее значение напряжения на выходе двухполупериодного выпрямителя соответствует значению:

Uср = 2*Umax / π = 0,636 Umax

где: π — константа равная 3,14.

Представляет интерес сочетание мостовой и балансной схемы выпрямления, в результате которого, получается двухполярный мостовой выпрямитель, у которого один провод является общим для двух выходных напряжений (для первого выходного напряжения, он отрицательный, а для второго — положительный):

Балансный двухполярный выпрямительВыходное напряжение

Трёхфазные выпрямители электрического тока (Схема Ларионова)

Трёхфазные выпрямители обладают лучшей характеристикой выпрямления переменного тока – меньшим коэффициентом пульсаций выходного напряжения по сравнению с однофазными выпрямителями. Связано это с тем, что в трёхфазном электрическом токе синусоиды разных фаз «перекрывают» друг друга. После выпрямления такого напряжения, сложения амплитуд различных фаз не происходит, а выделяется максимальная амплитуда из значений всех трёх фаз входного напряжения.

Трехфазное напряжение

На следующем рисунке представлена схема трёхфазного однополупериодного выпрямителя и его выходное напряжение (красным цветом), образованное на «вершинах» трёхфазного напряжения.

Трехфазный выпрямительВыходное напряжение

За счёт «перекрытия» фаз напряжения, выходное напряжение трёхфазного однополупериодного выпрямителя имеет меньшую глубину пульсации. Вторичные обмотки трансформатора могут быть использованы только по схеме подключения «звезда», с «нулевым» выводом от трансформатора.

На следующем рисунке представлена схема трёхфазного двухполупериодного мо

meanders.ru

Сглаживающие фильтры питания | Meanders.ru

Сглаживающие фильтры питания предназначены для уменьшения пульсаций выпрямленного напряжения. Принцип работы простой – во время действия полуволны напряжения происходит заряд реактивных элементов (конденсатора, дросселя) от источника – диодного выпрямителя, и их разряд на нагрузку во время отсутствия, либо малого по амплитуде напряжения.

Основные схемы сглаживающих фильтров питания

1. Ёмкость	2. Г-образный	3. Т-образный	4. П-образный

Простейшим методом сглаживания пульсаций является применение фильтра в виде конденсатора достаточно большой ёмкости, шунтирующего нагрузку (сопротивление нагрузки). Конденсатор хорошо сглаживает пульсации, если его емкость такова, что выполняется условие:

1 / (ωС)

Во время действия синусоидального сигнала, когда напряжение на диоде выпрямителя прямое, через диод проходит ток, заряжающий конденсатор до напряжения, близкого к максимальному. Когда напряжение на выходе диодного выпрямителя оказывается меньше напряжения заряда конденсатора, конденсатор разряжается через нагрузку Rн и создает на ней напряжение, которое постепенно снижается по мере разряда конденсатора через нагрузку. В каждый следующий полупериод конденсатор подзаряжается и его напряжение снова возрастает.

Чем больше емкость С и сопротивление нагрузки Rн, тем медленнее разряжается конденсатор, тем меньше пульсации и тем ближе среднее значение выходного напряжения Uср к максимальному значению синусоиды Umax. Если нагрузку вообще отключить, то в режиме холостого хода на конденсаторе получится постоянное напряжение равное Umax, без всяких пульсаций.

Работа простейшего сглаживающего фильтра на конденсаторе в цепи однополупериодного выпрямителя поясняется рисунком и эпюрами:

Красным цветом показано напряжение на выходе выпрямителя без сглаживающего конденсатора, а синим – при его наличии.

Если пульсации должны быть малыми, или сопротивление нагрузки Rн мало, то необходима чрезмерно большая емкость конденсатора, т.е. сглаживание пульсаций одним конденсатором практически осуществить нельзя. Приходится использовать более сложный сглаживающий фильтр.

Работа сглаживающего Г-образного фильтра на конденсаторе и дросселе в цепи двухполупериодного мостового выпрямителя поясняется рисунком и эпюрами:

Как и в примере с однополупериодным выпрямителем, красным цветом показано напряжение на выходе выпрямителя без сглаживающих элементов (конденсатора и дросселя), а синим – при их наличии.

Логично следует, что чем больше ёмкости и индуктивности фильтров, и чем больше в нём реактивных элементов (сложнее фильтр), тем меньше коэффициент пульсаций такого выпрямителя.

В качестве сглаживающих конденсаторов используются электролитические конденсаторы. Чем больше ёмкость, тем лучше. Кроме того, для надёжности, конденсаторы должны быть рассчитаны на напряжение в полтора-два раза превышающее выходное напряжение диодного моста.

Определение выходного напряжения выпрямителя и выбор сглаживающего фильтра для блока вторичного питания

К описанному в статье, следует добавить важную информацию, используемую для конструирования источников (блоков) питания постоянного тока:

1. Любой p-n переход, любого полупроводникового прибора, в том числе диода имеет характеристику – падение напряжения на переходе. Это напряжение обычно указывают в справочниках. Для германиевых диодов оно может быть от 0,3 вольт до 0,5 вольт, а для кремниевых диодов – от 0,6 вольт до 1,5 вольт.

Это значит, что если мы возьмём трансформатор с выходным напряжением 6,3 вольта, выпрямим его однофазным двухполярным мостовым выпрямителем (диодным мостом) у которого на каждом диоде по справочнику падает по 1 вольту (Uпр.= 1 В), то на выходе выпрямителя мы получим всего лишь 4,3 вольта. Напряжение в 2 вольта «потеряется» на 2-х диодах по пути прохождения тока. Начинающие радиолюбители обычно этого не учитывают, потому и недоумевают, почему на выходе маленькое напряжение.

2. Переменный электрический ток измеряется приборами, которые, как правило, показывают его среднее значение, а не максимальное. Максимальное значение переменного напряжения это – значение электрического напряжения соответствующее его максимальному значению синусоиды.

Среднее значение напряжения на выходе однополупериодного выпрямителя соответствует значению:

Uср = Umax / π = 0,318 * Umax

Среднее значение напряжения на выходе двухполупериодного выпрямителя соответствует значению:

Uср = 2 Umax / π = 0,636 * Umax

Значение среднего напряжения — 0,636 за счёт особенностей конструкции измерительных приборов округляется и принимается равной 0,7.

3. Исходя из изложенного выше, можно сделать вывод, который справедлив в том случае, когда нагрузка на блок питания маленькая. Обратите внимание на рисунки ниже.

Выходное напряжение выпрямителей с фильтром питания:

а) с большой нагрузкой :

б) с маленькой нагрузкой :

Эти рисунки поясняют, что при малой нагрузке выходное напряжение выпрямителя с фильтром питания равно максимальной амплитуде синусоиды поступающей на выпрямитель, за вычетом падения напряжения на диодах.

Пример определения выходного напряжения, и подбора сглаживающего конденсатора для источника вторичного питания

Рассмотрим случай со средним переменным напряжением на выходе трансформатора, измеренным мультиметром равным 6,3 вольта, и нагрузкой (сопротивлением нагрузки) равной 200 Ом.

Выходное напряжение c мостового выпрямителя будет определено следующим образом:

— максимальное напряжение на выходе трансформатора:

Umax = Uизм / 0,7 = 6,3в / 0,7 = 9 вольт

— максимальное выходное напряжение на выходе выпрямителя:

Uвых. = Umax – UVD1 – UVD2 = 9 – 1 – 1 = 7 вольт

— емкость сглаживающего конденсатора выбираем из условия:

1 / (2*π*f*С) н , откуда 1 / (2*π*f *Rн)

— подставим данные:

1/(2*3,14*50*200) = 1,59*10-5 (Фарад) = 15,9 мкФ

— учитывая условие, при котором емкость конденсатора должна быть намного больше полученному по приведенному условию, выбираем конденсатор ёмкостью более чем в пять раз больше расчётного значения — 100 мкФ*16 вольт.

Схема, состоящая из трансформатора, выпрямителя и сглаживающего фильтра является источником нестабилизированного питания. От таких источников можно питать любые устройства, потребляющие слабый ток, не критичные к наличию пульсаций и нестабильности питающего напряжения. Для максимального подавления пульсаций и стабилизации питающего напряжения применяют Стабилизаторы напряжения.

meanders.ru

Повышение эффективности импульсных источников питания

Резонансные методы используют характерные особенности резонанса в конденсаторах и катушках индуктивности на протяжении всего периода переключения, что приводит к тому, что частота переключения начинает меняться в зависимости от входного напряжения и тока нагрузки. Изменение частоты переключения, т.е. частотно-импульсная модуляция (PFM), затрудняет разработку ИИП, в составе которых имеются входные фильтры. Поскольку в фильтрах нет выходной катушки индуктивности, напряжение на выходных выпрямительных диодах не дает выбросов, что позволяет разработчикам выбирать низковольтные диоды. Однако при увеличении выходного тока отсутствие выходной катушки индуктивности приводит к повышению нагрузки на выходные конденсаторы, поэтому резонансные методы не подходят для схем с большими токами нагрузки и низкими выходными напряжениями.

С другой стороны, методы переключения по нулевому напряжению используют резонансные явления, возникающие между паразитными компонентами схем во время включения/выключения силовых ключей, т.е. в течение переходных процессов. Использование паразитных компонентов, например индуктивности рассеяния (leakage inductance) основного трансформатора и выходной емкости ключей, является одним из основных достоинств таких методов, поскольку они не требуют дополнительных внешних компонентов для реализации мягкого переключения. Кроме того, эти методы основаны на широтно-импульсной модуляции (ШИМ), поэтому схемы работают с фиксированной частотой переключения. Следовательно, реализованные на данном принципе системы проще для понимания, анализа и проектирования, чем резонансные методы.

Благодаря простой конфигурации и характеристикам переключения по нулевому напряжению (ZVS), асимметричные полумостовые ШИМ-преобразователи стали одними из самых популярных схем, основанных на методе переключения по нулевому напряжению. Пульсации выходного тока в них становятся настолько малы по сравнению с такими резонансными топологиями как LLC-преобразователи, что с ними легко справляется подобранный соответствующим образом выходной конденсатор. Простота анализа и разработки, а также выходная катушка индуктивности позволяют широко применять ШИМ-преобразователи в устройствах с большим током нагрузки и низким выходным напряжением, например в блоках питания для персональных компьютеров и серверах. Для работы с большими токами нагрузки во вторичной цепи часто используется синхронный выпрямитель, поскольку при этом потери проводимости становятся омическими, а не потерями на p-n-переходах. Намного проще создать драйвер для синхронного выпрямителя асимметричного полумостового ШИМ-преобразователя, чем разработать LLC-преобразователь. Кроме того, при работе с большими токами нагрузки для повышения эффективности использования основного трансформатора часто применяется удвоитель тока.

В этой статье рассмотрены основные характеристики асимметричных полумостовых ШИМ-преобразователей с удвоителем тока и синхронным выпрямителем. Приводятся также экспериментальные результаты, полученные для ассиметрично-регулируемых топологий, в которых используются силовые ключи.

Преимущества асимметричных полумостовых ШИМ-преобразователей с удвоителем тока и синхронным выпрямителем

Удвоитель тока широко используется в устройствах с низким выходным напряжением и большим током нагрузки. На рисунке 1 показана схема асимметричного полумостового ШИМ-преобразователя с удвоителем тока во вторичной цепи. Вторичная обмотка отводов не имеет, в то время как выходные катушки индуктивности представлены двумя небольшими катушками. Для повышения общей эффективности устройства используются синхронные выпрямители на МОП-транзисторах (SR) с низким RDS(ON). Удвоитель тока имеет следующий ряд преимуществ над обычными выпрямителями с отводом от средней точки.

Рис. 1. Асимметричный полумостовой ШИМ-преобразователь с удвоителем токач

Во-первых, постоянная составляющая тока намагничивания в них меньше или равна аналогичной составляющей в случае применения выпрямителя с отводом от средней точки, что позволяет использовать трансформатор с меньшим сердечником. Когда каждая из выходных катушек индуктивности берет на себя половину тока нагрузки, величина тока намагничивания трансформатора остается такой же, что и при использовании выпрямителя с отводом от средней точки. Ток намагничивания снижается, если выходные катушки индуктивности загружены неравномерно.

Во-вторых, среднеквадратическое (RMS) значение тока во вторичной обмотке меньше, чем при использовании выпрямителей с отводом от средней точки, поскольку через каждую выходную катушку индуктивности течет только половина тока нагрузки. Это дает возможность при одном и том же самом сердечнике и сечении провода использовать во вторичной обмотке низкую плотность тока.

В-третьих, обмотка сама по себе гораздо легче, чем обмотка выпрямителя с отводом от средней точки. Это довольно существенно, особенно для устройств с несколькими выходами, что связано с ограничением количества обмоток трансформатора.

В-четвертых, сигналы на затворы транзисторов SR поступают напрямую с выходов катушек индуктивности. Поскольку выходные катушки индуктивности содержат достаточно большое количество витков, в отличие от вторичной обмотки трансформатора, состоящей всего из нескольких витков, с их выходов можно легко снять напряжение в диапазоне 10…20 В для подачи на затворы транзисторов. Кроме того, разделение выходных катушек индуктивности позволяет сэкономить на стоимости больших сердечников. Благодаря перечисленным достоинствам преобразователи с удвоителями напряжения стали одной из самых популярных топологий для устройств с большим выходным током.

Принцип действия предлагаемого преобразователя

Рассмотрим рисунок 2 с режима 2, при котором происходит передача мощности в нагрузку. Поскольку в этом режиме транзистор S1 включен, на первичную обмотку трансформатора подается напряжение (Vin — VCb). Увеличение тока намагничивания im происходит со скоростью нарастания (Vin — VCb)/Lm. Поскольку транзистор SR2 выключен, скорость нарастания тока через LО1 зависит от напряжения, которое определяется путем вычитания напряжения на выходном конденсаторе VO из (Vin — VCb)/n. С другой стороны, ток через LO2, свободно протекающий через SR1, уменьшается со скоростью VO/LO2. В то время как две выходные катушки индуктивности делят ток нагрузки между собой, через транзистор SR1 течет весь ток нагрузки. Вторичная обмотка трансформатора поддерживает только ток iLO1, поэтому в первичной обмотке трансформатора появляется индуцированный ток iLO1/n, накладывающийся на ток намагничивания, сумма которых составляет ток в первичной обмотке ipri. На самом деле, из-за индуктивных утечек VT2 несколько ниже, чем показано на рисунке 2. Однако этот факт не рассматривается для упрощения анализа.

Рис. 2. Анализ работы рассматриваемого преобразователя

Когда S1 выключается, начинается режим 3 — режим восстановления. Поскольку выходная емкость транзистора S2 разряжается, напряжение VT1 уменьшается. И, в конце концов, когда напряжение на выходной емкости транзистора S2 становится равным VCb, напряжение VT1 обращается в нуль. В это время открывается диод транзистора SR2, поскольку на нем устраняется напряжение обратного смещения. Затем в этом режиме одновременно включаются оба транзистора SRs. Диод транзистора S2 открывается после того, как выходная емкость транзистора S2 полностью разрядится, а емкость транзистора S1 полностью зарядится. После того как оба транзистора SR включатся, через катушки начинают течь токи iLO1 и iLO2, а их скорости нарастания, соответственно, оказываются равными VO/LO1и VO/LO2, а напряжения vT1 и vT2 становятся равными нулю. Это приводит к быстрой смене полярности тока в первичной обмотке, поскольку напряжение VCb теперь прикладывается только к индуктивности рассеяния. Условия переключения по нулевому напряжению (ZVS) для транзистора S2 достигаются вслед за открытием диода транзистора S2, после чего транзистор S2 включается.

Уравнения и расчеты

Продолжительность режима 2 равна:

(1)

Режим 4, еще один режим передачи мощности, начинается по окончании переключений между транзисторами SR. Приложенное напряжение к первичной обмотке трансформатора равняется VCb, ток намагничивания уменьшается со скоростью VCb/Lm, а скорость нарастания iLO2 равна (VCb/n — VO)/LO2. Ток другой катушки индуктивности отводится через транзистор SR2. Как видно из рисунка 2, больших пульсаций токов через выходные катушки удается избежать благодаря сдвигу фаз между ними. Поэтому в удвоителе тока могут быть использованы две меньшие катушки индуктивности по сравнению с мостовыми выпрямителями или выпрямителями с отводом от средней точки.

После выключения транзистора S2 начинается очередной режим восстановления — режим 1. Принцип его работы практически тот же, что и у режима 3, за исключением ZVS-условий. В режиме 1 напряжение VT1 обращается в нуль в момент, когда напряжение на выходной емкости транзистора S1 становится равным Vin — VCb. До этого момента ток нагрузки, протекающий через катушку индуктивности LO2, индуцируется в первичную обмотку трансформатора, что помогает достичь условий переключения ZVS. И, наоборот, начиная с этого момента, накопленная в индуктивности рассеяния энергия должна идти только на заряд и разряд выходной емкости ключей. Поскольку Vin — VCb, как правило, больше, чем VCb, достичь ZVS-условий для транзистора S1 гораздо труднее, чем для S2. Другие моменты можно проанализировать таким же образом, как и в режиме 3. Продолжительность режима 1 определяется следующим образом:

(2)

При помощи уравнений (1) и (2) можно рассчитать выходное напряжение:

(3)

где VSR — напряжение на МОП-транзисторе в режимах передачи мощности в нагрузку

Постоянную и переменную (пульсирующую) составляющие im можно описать следующими выражениями:

(4)

(5)

где ILO1 и ILO2 — постоянные составляющие токов выходных катушек индуктивности.

Пример схемы и экспериментальные результаты

В этом разделе мы рассмотрим пример разработки блока питания персонального компьютера с выходным напряжением 12 В и током нагрузки 30 А. Поскольку входной сигнал, как правило, приходит со схемы коррекции коэффициента мощности (ККМ), диапазон входных напряжений не очень широк.

Разрабатываемое устройство имеет следующие характеристики:

– номинальное входное напряжение: 390 В постоянного тока;

– диапазон входного напряжения: 370 ~ 410 В постоянного тока;

– выходное напряжение: 12 В;

– выходной ток: 30 А;

– частота переключений: 100 кГц.

На рисунке 3 показана схема, соответствующая данным требованиям. Электрические особенности трансформатора описаны в таблице 1.

Таблица 1. Электрические характеристики основного трансформатора

Выводы

Спецификация

Примечание

Индуктивность намагничивания

1, 8

600 мкГн (обычно)

(600 мкГн ± 5%)

100 кГц, 1 В

Все остальные выводы открыты

Индуктивность рассеяния

1, 8

20 мкГн ± 10%

100 кГц, 1 В

Все остальные выводы замкнуты

Рис. 3. Пример разработки блока питания для ПК мощностью 360 Вт (12 В, 30 А)

На рисунках 4 и 5 показаны экспериментальные данные, полученные при работе преобразователя при номинальном входном напряжении и полной выходной мощности. На рисунке 4 показаны: напряжение на затворе транзистора S1, напряжения в первичной и вторичной обмотках основного трансформатора и ток в первичной цепи. Следует отметить, что эти данные хорошо согласуется с теоретическим анализом — это касается и ZVS-условий переключений. На рисунке 5 показаны токи в выходных катушках индуктивности и токи через транзисторы SR. Токи через выходные катушки индуктивности несбалансированы, что связано с коэффициентом заполнения и наличием паразитных компонентов. Это означает, что усредненный ток намагничивания в данном случае будет всегда меньше, чем в выпрямителях с отводом от средней точки [1].

Рис. 4. Напряжение на затворе транзистора S1, напряжения в первичной и вторичной обмотках основного трансформатора и ток в первичной цепи

Рис. 5. Токи в выходных катушках индуктивности и токи через транзисторы SR

Экспериментальные результаты

На рисунке 6 показаны ZVS-переключения при различных условиях нагрузки. При этом отображены напряжения на стоке и на затворе нижнего ключа при разных мощностях нагрузки (20 и 30%).

Рис. 6. ZVS-переключения: a) 30% нагрузки; б) 20% нагрузки

Рис. 7. Измеренная эффективность

Литература

1. Hong Mao, Songquan Deng, Yangyang wen, and Issa Batarseh, «Unified steady-state model and DC analysis of half-bridge DC-DC converters with current doubler rectifier,» APEC ‘04. Nineteenth Annual IEEE, Vol. 2, 2004, pp. 786—791.

2. Yu-Chieh Hung, Fu-San Shyu, Chih Jung Lin, and Yen-Shin Lai, «Design and implementation of symmetrical half-bridge DC-DC converter», The Fifth International Conference on PEDS 2003. Vol. 1, Nov. 2003 pp. 338—342.

3. Y. Panov and M.M. Jovanovic, «Design and performance evaluation of low-voltage/high-current DC/DC on-board modules,» IEEE Transactions on Power Electronics, Vol. 16, Issue 1, Jan. 2001 pp. 26—33.

www.russianelectronics.ru

Каталог товаров