От параметров источника питания качество звучания зависит не чуть не меньше, чем от самого усилителя и относится халатно к его изготовлению не следует. Описаний методик расчетов типовых трансформаторов более чем достаточно. Поэтому здесь предлагается описание импульсного источника питания, который может использоваться не только с усилителями на базе TDA7293 (TDA7294), но и с любым другим усилителем мощности 3Ч. Основой данного блока питания (БП) служит полумостовой драйвер с внутренним генератором IR2153 (IR2155), предназначенный для управления транзисторами технологий MOSFET и IGBT в импульсных источниках питания. Функциональная схема микросхем приведена на рисунке 1, зависимость выходной частоты от номиналов RC-задающей цепочки на рисунке 2. Микросхема обеспечивает паузу между импульсами «верхнего» и «нижнего» ключей в течении 10% от длительности импульса, что позволяет не опасаться «сквозных» токов в силовой части преобразователя. Рис. 1 Рис. 2 Практическая реализация БП приведена на рисунке 3. Используя данную схему можно изготовить БП мощностью от 100 до 500Вт, необходимо лишь пропорционально увеличивать емкость конденсатора фильтра первичного питания С2 и использовать соответствующий силовой трансформатор TV2. Рис. 1 Емкость конденсатора С2 выбирается из расчета 1... 1,5 мкФ на 1 Вт выходной мощности, например при изготовлении БП на 150 Вт следует использовать конденсатор на 150...220 мкФ. Диодный мост первичного питания VD можно использовать в соответствии с установленным конденсатором фильтра первичного питания, при емкостях до 330 мкФ можно использовать диодные мосты на 4...6 А, например RS407 или RS607. При емкости конденсаторов 470... 680 мкФ нужны уже более мощные диодные мосты, например RS807, RS1007.Об изготовлении трансформатора можно разговаривать долго, однако вникать в глубокую теорию расчетов слишком долго и далеко не каждому нужно. Поэтому расчеты по книге Эраносяна для самых ходовых типоразмеров ферритовых колец М2000НМ1 просто сведены в таблицу 1.Как видно из таблицы габаритная мощность трансформатора зависит не только от габаритов сердечника, но и от частоты преобразования. Изготавливать трансформатор для частот ниже 40 кГц не очень логично - гармониками можно создать не преодолимые помехи в звуковом диапазоне. Изготовление трансформаторов на частоты выше 100 кГц уже непозволительно по причине саморазогрева феррита М2000НМ1 вихревыми токами. В таблице приведены данные по первичным обмоткам, из которых легко вычисляются отношения витков/вольт и дальше уже вычислить, сколько витков необходимо для того или иного выходного напряжения труда не составит. Следует обратить внимание на то, что подводимое к первичной обмотке напряжение составляет 155 В - сетевое напряжение 220 В после выпрямителя и слаживающего фильтра будет составлять 310 В постоянного напряжения, схема полу мостовая, следовательно к первичной обмотке будет прилагаться половина этого значения. Так же следует помнить, что форма выходного напряжения будет прямоугольной, поэтому после выпрямителя и слаживающего фильтра величина напряжения от расчетной отличаться будет не значительно.Диаметры необходимых проводов рассчитываются из отношения 5 А на 1 кв мм сечения провода. Причем лучше использовать несколько проводов меньшего диаметра, чем один, более толстый провод. Это требование относится ко всем преобразователям напряжения, с частотой преобразования выше 10 кГц, так как начинает уже сказываться скинэффект - потери внутри проводника, поскольку на высоких частотах ток течет уже не по всему сечению, а по поверхности проводника и чем выше частота, тем сильнее сказываются потери в толстых проводниках. Поэтому не рекомендуется использовать в преобразователях с частотой преобразования выше 30 кГц проводники толще 1 мм. Следует так же обратить внимание на фазировку обмоток - неправильно сфазированные обмотки могут либо вывести силовые ключи из строя, либо снизить КПД преобразователя. Но вернемся к БП, приведенному на рисунке 3. Минимальная мощность данного БП практически ни чем не ограничена, поэтому можно изготовить БП и на 50 Вт и меньше. Верхний же предел мощности ограничен некоторыми особенностями элементной базы.Для получения больших мощностей требуются транзисторы MOSFET более мощные, а чем мощнее транзистор, тем больше емкость его затвора. Если емкость затвора силового транзистора довольно высокая, то для её заряда-разряда требуется значительный ток. Ток транзисторов управления IR2153 довольно не велик (200 мА), следовательно, эта микросхема не может управлять слишком мощными силовыми транзисторами на больших частотах преобразования.Исходя из вышесказанного становится ясно, что максимальная выходная мощность преобразователя на базе IR2153 не может быть более 500...600 Вт при частоте преобразования 50...70 кГц, поскольку использование более мощных силовых транзисторов на этих частотах довольно серьезно снижает надежность устройства. Список рекомендуемых транзисторов для силовых ключей VT1, VT2 с краткими характеристиками сведен в таблицу 2.Выпрямительные диоды вторичных цепей питания должны иметь наименьшее время восстановления и как минимум двукратный запас по напряжению и трехкратный току. Последние требования обоснованы тем, что выбросы напряжения самоиндукции силового трансформатора составляют 20...50 % от амплитуды выходного напряжения. Например при вторичном питании в 100 В амплитуда импульсов самоиндукции может составлять 120... 150 В и не смотря на то, что длительность импульсов крайне мала ее достаточно чтобы вызвать пробой в диодах, при использовании диодов с обратным напряжением в 150 В. Трехкратный запас по току необходим для того, чтобы в момент включения диоды не вышли из строя, поскольку емкость конденсаторов фильтров вторичного питания довольно высокая, и для их заряда потребуется не малый ток. Наиболее приемлемые диоды VD4-VD11 сведены в таблицу 3. Емкость фильтров вторичного питания (С11, С12) не следует увеличивать слишком сильно, поскольку преобразование производится на довольно больших частотах. Для уменьшения пульсаций гораздо актуальней использование большой емкости в первичных цепях питания и правильный расчет мощности силового трансформатора. Во вторичных же цепях конденсаторов на 1000 мкФ в плечо вполне достаточно для усилителей до 100 Вт (конденсаторы по питанию, установленные на самих платах УМЗЧ должны быть не менее 470 мкФ) и 4700 мкФ для усилителя на 500 Вт. На принципиальной схеме изображен вариант выпрямителей вторичного силового питания, выполненный на диодах Шотки, под них и разведена печатная плата (рисунок 4). На диодах VD12, VD13 выполнен выпрямитель для вентилятора принудительного охлаждения теплоотводов, на диодах VD14-VD17 выполнен выпрямитель для низковольтного питания (предварительные усилители, активные регуляторы тембра и т.д.). На том же рисунке приведен чертеж расположения деталей и схема подключения. В преобразователе имеется защита от перегрузки, выполненная на трансформаторе тока TV1, состоящая из кольца К20х12х6 феррита М2000 и содержащего 3 витка первичной обмотки (сечение такое же как и первичная обмотка силового трансформатора и 3 витка вторичной обмотки, намотанной двойным проводом диаметром 0,2...0,3 мм. При перегрузке напряжение на вторичной обмотке трансформатора TV1 станет достаточным для открытия тиристора VS1 и он откроется, замкнув питание микросхемы IR2153, тем самым прекратив ее работу. Порог срабатывания защиты регулируется резистором R8. Регулировку производят без нагрузки начиная с максимальной чувствительности и добиваясь устойчивого запуска преобразователя. Принцип регулировки основан на том, что в момент запуска преобразователя он нагружен максимально, поскольку требуется зарядить емкости фильтров вторичного питания и нагрузка на силовую часть преобразователя максимальная. Об остальных деталях: конденсатор С5 - пленочный на 0,33... 1 мкФ 400В; конденсаторы С9, С10 - пленочные на 0,47...2,2 мкФ минимум на 250В; индуктивности L1...L3 выполнены на ферритовых кольцах К20х12х6 М2000 и наматываются проводом 0,8... 1,0 мм до заполнения виток к витку в один слой; С14, С15 - пленочные на 0,33...2,2 мкФ на напряжение не менее 100 В при выходном напряжении до 80 В; конденсаторы С1, С4, С6, С8 можно керамические, типа К10-73 или К10-17; С7 можно и керамический, но лучше пленочный, типа К73-17. shemu.ru Материал данной статьи предназначен не только для владельцев уже раритетных телевизоров, желающих восстановить их работоспособность, но и для тех, кто хочет разобраться со схемотехникой, устройством и принципом работы импульсных блоков питания. Если усвоить материал данной статьи, то без труда можно будет разобраться с любой схемой и принципом работы импульсных блоков питания для бытовой техники, будь то телевизор, ноутбук или офисная техника. И так приступим... В телевизорах советского производства, третьего поколения ЗУСЦТ применялись импульсные блоки питания - МП (модуль питания). Импульсные блоки питания в зависимости от модели телевизора, где они использовались, разделялись на три модификации - МП-1, МП-2 и МП-3-3. Модули питания собраны по одинаковой электрической схеме и различаются только типом импульсного трансформатора и номиналом напряжения конденсатора С27 на выходе фильтра выпрямителя (см. принципиальную схему). Рис. 1. Функциональная схема импульсного блока питания телевизора ЗУСЦТ: 1 — сетевой выпрямитель; 2 — формирователь импульсов запуска; 3 — транзистор импульсного генератора, 4 — каскад управления; 5 — устройство стабилизации; 6 — устройство защиты; 7 — импульсный трансформатор блока питания телевизоров 3усцт; 8 - выпрямитель; 9 — нагрузка Пусть в начальный момент времени в устройстве 2 будет сформирован импульс, который откроет транзистор импульсного генератора 3. При этом через обмотку импульсного трансформатора с выводами 19, 1 начнет протекать линейно нарастающий пилообразный ток. Одновременно в магнитном поле сердечника трансформатора будет накапливаться энергия, значение которой определяется временем открытого состояния транзистора импульсного генератора. Вторичная обмотка (выводы 6, 12) импульсного трансформатора намотана и подключена таким образом, что в период накопления магнитной энергии к аноду диода VD приложен отрицательный потенциал и он закрыт. Спустя некоторое время каскад управления 4 закрывает транзистор импульсного генератора. Так как ток в обмотке трансформатора 7 из-за накопленной магнитной энергии не может мгновенно измениться, возникает ЭДС самоиндукции обратного знака. Диод VD открывается, и ток вторичной обмотки (выводы 6, 12) резко возрастает. Таким образом, если в начальный период времени магнитное поле было связано с током, который протекал через обмотку 1, 19, то теперь оно создается током обмотки 6, 12. Когда вся энергия, накопленная за время замкнутого состояния ключа 3, перейдет в нагрузку, то во вторичной обмотке достигнет нулевого значения. Из приведенного примера можно сделать вывод, что, регулируя длительность открытого состояния транзистора в импульсном генераторе, можно управлять количеством энергии, которое поступает в нагрузку. Такая регулировка осуществляется с помощью каскада управления 4 по сигналу обратной связи — напряжению на выводах обмотки 7, 13 импульсного трансформатора. Сигнал обратной связи на выводах этой обмотки пропорционален напряжению на нагрузке 9. Если напряжение на нагрузке по каким-либо причинам уменьшится, то уменьшится и напряжение, которое поступает в устройство стабилизации 5. В свою очередь, устройство стабилизации через каскад управления начнет закрывать транзистор импульсного генератора позже. Это увеличит время, в течение которого через обмотку 1, 19 будет течь ток, и соответственно возрастет количество энергии, передаваемой в нагрузку. Момент очередного открывания транзистора 3 определяется устройством стабилизации, где анализируется сигнал, поступающий с обмотки 13, 7, что позволяет автоматически поддерживать среднее значение выходного постоянного напряжения. Применение импульсного трансформатора дает возможность получить различные по амплитуде напряжения в обмотках и устраняет гальваническую связь между цепями вторичных выпрямленных напряжений и питающей электрической сетью. Каскад управления 4 определяет размах импульсов, создаваемых генератором, и при необходимости отключает его. Отключение генератора осуществляется при уменьшении напряжения сети ниже 150 В и понижении потребляемой мощности до 20 Вт, когда каскад стабилизации перестает функционировать. При неработающем каскаде стабилизации, импульсный генератор оказывается неуправляемым, что может привести к возникновению в нем больших импульсов тока и к выходу из строя транзистора импульсного генератора. Рассмотрим принципиальную схему модуля питания МП-3-3 и принцип ее работы. Рис. 2 Принципиальная схема импульсного блока питания телевизора ЗУСЦТ, модуль МП-3-3 Открыть схему блока питания телевизора ЗУСЦТ с высоким разрешением >>>. В ее состав входит низковольтный выпрямитель (диоды VD4 — VD7), формирователь импульсов запуска (VT3), импульсный генератор (VT4), устройство стабилизации (VT1), устройство защиты (VT2), импульсный трансформатор Т1 блока питания 3усцт и выпрямители на диодах VD12 — VD15 со стабилизатором напряжения (VT5 — VT7). Импульсный генератор собран по схеме блокинг-генератора с коллекторно-базовыми связями на транзисторе VT4. При включении телевизора постоянное напряжение с выхода фильтра низковольтного выпрямителя (конденсаторов С16, С19 и С20) через обмотку 19, 1 трансформатора Т1 поступает на коллектор транзистора VT4. Одновременно сетевое напряжение с диода VD7 через конденсаторы С11, С10 и резистор R11 заряжает конденсатор С7, а также поступает на базу транзистора VT2, где оно используется в устройстве защиты модуля питания от пониженного напряжения сети. Когда напряжение на конденсаторе С7, приложенное между эмиттером и базой 1 однопереходного транзистора VT3, достигнет значения 3 В, транзистор VT3 откроется. Происходит разрядка конденсатора С7 по цепи: переход эмиттер-база 1 транзистора VT3, эмиттерный переход транзистора VT4, параллельно соединенные, резисторы R14 и R16, конденсатор С7. Ток разрядки конденсатора С7 открывает транзистор VT4 на время 10 - 15 мкс, достаточное, чтобы ток в его коллекторной цепи возрос до 3...4 А. Протекание коллекторного тока транзистора VT4 через обмотку намагничивания 19, 1 сопровождается накоплением энергии в магнитном поле сердечника. После окончания разрядки конденсатора С7 транзистор VT4 закрывается. Прекращение коллекторного тока вызывает в катушках трансформатора Т1 появление ЭДС самоиндукции, которая создает на выводах 6, 8, 10, 5 и 7 трансформатора Т1 положительные напряжения. При этом через диоды одно-полупериодных выпрямителей во вторичных цепях (VD12 — VD15) протекает ток. При положительном напряжении на выводах 5, 7 трансформатора Т1 происходит зарядка конденсаторов С14 и С6 соответственно в цепях анода и управляющего электрода тиристора VS1 и С2 в эмиттерно-базовой цепи транзистора VT1. Конденсатор С6 заряжается по цепи: вывод 5 трансформатора Т1, диод VD11, резистор R19, конденсатор С6, диод VD9, вывод 3 трансформатора. Конденсатор С14 заряжается по цепи: вывод 5 трансформатора Т1, диод VD8, конденсатор С14, вывод 3 трансформатора. Конденсатор С2 заряжается по цепи: вывод 7 трансформатора Т1, резистор R13, диод VD2, конденсатор С2, вывод 13 трансформатора. Аналогично осуществляются последующие включения и выключения транзистора VT4 блокинг-генератора. Причем нескольких таких вынужденных колебаний оказывается достаточным, чтобы зарядить конденсаторы во вторичных цепях. С окончанием зарядки этих конденсаторов между обмотками блокинг-генератора, подсоединенными к коллектору (выводы 1, 19) и к базе (выводы 3, 5) транзистора VT4, начинает действовать положительная обратная связь. При этом блокинг-генератор переходит в режим автоколебаний, при котором транзистор VT4 будет автоматически открываться и закрываться с определенной частотой. В период открытого состояния транзистора VT4 его коллекторный ток протекает от плюса электролитического конденсатора С16 через обмотку трансформатора Т1 с выводами 19, 1, коллекторный и эмиттерный переходы транзистора VT4, параллельно включенные резисторы R14, R16 к минусу конденсатора С16. Из-за наличия в цепи индуктивности нарастание коллекторного тока происходит по пилообразному закону. Для исключения возможности выхода из строя транзистора VT4 от перегрузки сопротивление резисторов R14 и R16 подобрано таким образом, что, когда ток коллектора достигает значения 3,5 А, на них создается падение напряжения, достаточное для открывания тиристора VS1. При открывании тиристора конденсатор С14 разряжается через эмиттерный переход транзистора VT4, соединенные параллельно резисторы R14 и R16, открытый тиристор VS1. Ток разрядки конденсатора С14 вычитается из тока базы транзистора VT4, что приводит к его преждевременному закрыванию. Дальнейшие процессы в работе блокинг-генератора определяются состоянием тиристора VS1, более раннее или более позднее открывание которого позволяет регулировать время нарастания пилообразного тока и тем самым количество энергии, запасаемой в сердечнике трансформатора. Модуль питания может работать в режиме стабилизации и короткого замыкания. Режим стабилизации определяется работой УПТ (усилителя постоянного тока) собранного на транзисторе VT1 и тиристоре VS1. При напряжении сети 220 Вольт, когда выходные напряжения вторичных источников питания достигнут номинальных значений, напряжение на обмотке трансформатора Т1 (выводы 7, 13) возрастает до значения, при котором постоянное напряжение на базе транзистора VT1, куда оно поступает через делитель Rl — R3, становится более отрицательным, чем на эмиттере, куда оно передается полностью. Транзистор VT1 открывается по цепи: вывод 7 трансформатора, R13, VD2, VD1, эмиттерный и коллекторный переходы транзистора VT1, R6, управляющий электрод тиристора VS1, R14, R16, вывод 13 трансформатора. Этот ток, суммируясь с начальным током управляющего электрода тиристора VS1, открывает его в тот момент, когда выходное напряжение модуля достигает номинальных значений, прекращая нарастание коллекторного тока. Изменяя напряжение на базе транзистора VT1 подстроечным резистором R2, можно регулировать напряжение на резисторе R10 и, следовательно, изменять момент открывания тиристора VS1 и продолжительность открытого состояния транзистора VT4, тем самым устанавливать выходные напряжения блока питания. При уменьшении нагрузки (либо увеличении напряжения сети) возрастает напряжение на выводах 7, 13 трансформатора Т1. При этом увеличивается отрицательное напряжение на базе по отношению к эмиттеру транзистора VT1, вызывая возрастание коллекторного тока и падение напряжения на резисторе R10. Это приводит к более раннему открыванию тиристора VS1 и закрыванию транзистора VT4. Тем самым уменьшается мощность, отдаваемая в нагрузку. При понижении напряжения сети соответственно меньше становится напряжение на обмотке трансформатора Т1 и потенциал базы транзистора VT1 по отношению к эмиттеру. Теперь из-за уменьшения напряжения, создаваемого коллекторным током транзистора VT1 на резисторе R10, тиристор VS1 открывается в более позднее время и количество энергии, передаваемой во вторичные цепи, возрастает. Важную роль в защите транзистора VT4 играет каскад на транзисторе VT2. При уменьшении напряжения сети ниже 150 В напряжение на обмотке трансформатора Т1 с выводами 7, 13 оказывается недостаточным для открывания транзистора VT1. При этом устройство стабилизации и защиты не работает, транзистор VT4 становится неуправляемым и создается возможность выхода его из строя из-за превышения предельно допустимых значений напряжения, температуры, тока транзистора. Чтобы предотвратить выход из строя транзистора VT4, необходимо блокировать работу блокинг-генератора. Предназначенный для этой цели транзистор VT2 включен таким образом, что на его базу подается постоянное напряжение с делителя R18, R4, а на эмиттер пульсирующее напряжение частотой 50 Гц, амплитуда которого стабилизируется стабилитроном VD3. При уменьшении напряжения сети уменьшается напряжение на базе транзистора VT2. Так как напряжение на эмиттере стабилизировано, уменьшение напряжения на базе приводит к открыванию транзистора. Через открытый транзистор VT2 импульсы трапецеидальной формы с диода VD7 поступают на управляющий электрод тиристора, открывая его на время, определяемое длительностью трапецеидального импульса. Это приводит к прекращению работы блокинг-генератора. Режим короткого замыкания возникает при наличии короткого замыкания в нагрузке вторичных источников питания. Запуск блока питания в этом случае производится запускающими импульсами от устройства запуска собранного на транзисторе VT3, а выключение — с помощью тиристора VS1 по максимальному току коллектора транзистора VT4. После окончания запускающего импульса устройство не возбуждается, поскольку вся энергия расходуется в короткозамкнутой цепи. После снятия короткого замыкания модуль входит в режим стабилизации. Выпрямители импульсных напряжений, подсоединенные ко вторичной обмотке трансформатора Т1, собраны по однополупериодной схеме. Выпрямитель на диоде VD12 создает напряжение 130 В для питания схемы строчной развертки. Сглаживание пульсаций этого напряжения производится электролитическим конденсатором С27. Резистор R22 устраняет возможность значительного повышения напряжения на выходе выпрямителя при отключении нагрузки. На диоде VD13 собран выпрямитель напряжения 28 В, предназначенный для питания кадровой развертки телевизора. Фильтрация напряжения обеспечивается конденсатором С28 и дросселем L2. Выпрямитель напряжения 15 В для питания усилителя звуковой частоты собран на диоде VD15 и конденсаторе СЗО. Напряжение 12 В, используемое в модуле цветности (МЦ), модуле радиоканала (МРК) и модуле кадровой развертки (МК), создается выпрямителем на диоде VD14 и конденсаторе С29. На выходе этого выпрямителя включен компенсационный стабилизатор напряжения собранного на транзисторах. В его состав входит регулирующий транзистор VT5, усилитель тока VT6 и управляющий транзистор VT7. Напряжение с выхода стабилизатора через делитель R26, R27 поступает на базу транзистора VT7. Переменный резистор R27 предназначен для установки выходного напряжения. В эмиттерной цепи транзистора VT7 напряжение на выходе стабилизатора сравнивается с опорным напряжением на стабилитроне VD16. Напряжение с коллектора VT7 через усилитель на транзисторе VT6 поступает на базу транзистора VT5, включенного последовательно в цепь выпрямленного тока. Это приводит к изменению его внутреннего сопротивления, которое в зависимости от того, увеличилось или уменьшилось выходное напряжение, либо возрастает, либо понижается. Конденсатор С31 предохраняет стабилизатор от возбуждения. Через резистор R23 поступает напряжение на базу транзистора VT7, необходимое для его открывания при включении и восстановления после короткого замыкания. Дроссель L3 и конденсатор С32 — дополнительный фильтр на выходе стабилизатора. Конденсаторы С22 — С26, шунтируют выпрямительные диоды для уменьшения помех, излучаемых импульсными выпрямителями в электрическую сеть. Плата фильтра питания ПФП подсоединена к электрической сети через соединитель Х17 (А12), выключатель S1 в блоке управления телевизором и сетевые предохранители FU1 и FU2. В качестве сетевых предохранителей используются плавкие предохранители типа ВПТ-19, характеристики которых позволяют обеспечить значительно более надежную защиту телевизионных приемников при возникновении неисправностей, чем предохранители типа ПМ. Назначение заградительного фильтра — воспрепятствовать проникновению в электрическую сеть импульсных помех, создаваемых источником питания для бытовой радиоаппаратуры. На плате фильтра питания находятся элементы заградительного фильтра (C1, С2, СЗ, дроссель L1) (см. принципиальную схему). Резистор R3 предназначен для ограничения тока выпрямительных диодов при включении телевизора. Позистор R1 и резистор R2 — элементы устройства размагничивания маски кинескопа. При ремонте бытовой аппаратуры следует неукоснительно соблюдать правила техники безопасности. www.xn--b1agveejs.su СТАТЬЯ ПОДГОТОВЛЕНА НА ОСНОВЕ КНИГИ А. В. ГОЛОВКОВА и В. Б ЛЮБИЦКОГО "БЛОКИ ПИТАНИЯ ДЛЯ СИСТЕМНЫХ МОДУЛЕЙ ТИПА IBM PC-XT/AT" ИЗДАТЕЛЬСТВА «ЛАД и Н» ПРИМЕР ПОСТРОЕНИЯ ОДНОГО ИЗ ИМПУЛЬСНЫХ БЛОКОВ ПИТАНИЯ Подводя итог всему сказанному, для полноты картины приведем в качества примера полное описание принципиальной схемы для одного из 200-ваттных импульсных блоков питания (производство Тайвань PS6220C) (рис. 56). Переменное напряжение сети подается через сетевой выключатель PWR SW через сетевой предохранитель F101 4А, помехоподавляющие фильтры, образованные элементами С101, R101, L101, С104, С103, С102 и дроссели И 02, L103 на: • выходной трехконтактный разъем, к которому может подстыковываться кабель питания дисплея; • двухконтактный разъем JP1, ответная часть которого находится на плате. С разъема JP1 переменное напряжение сети поступает на: • мостовую схему выпрямления BR1 через терморезистор THR1; • первичную обмотку пускового трансформатора Т1. Рисунок 56. Схема электрическая принципиальная импульсного блока питания ИБП PS-6220C На выходе выпрямителя BR1 включены сглаживающие емкости фильтра С1, С2. Терморезистор THR ограничивает начальный бросок зарядного тока этих конденсаторов. Переключатель 115V/230V SW обеспечивает возможность питания импульсного блока питания как от сети 220-240В, так и от сети 110/127 В. Высокооомные резисторы R1, R2, шунтирующие конденсаторы С1, С2 являются симметрирующими (выравнивают напряжения на С1 и С2), а также обеспечивают разрядку этих конденсаторов после выключения импульсного блока питания из сети. Результатом работы входных цепей является появление на шине выпрямленного напряжения сети постоянного напряжения Uep, равного +310В, с некоторыми пульсациями. В данном импульсном блоке питания используется схема запуска с принудительным (внешним) возбуждением, которая реализована на специальном пусковом трансформаторе Т1, на вторичной обмотке которого после включения блока питания в сеть появляется переменное напряжение с частотой питающей сети. Это напряжение выпрямляется диодами D25, D26, которые образуют со вторичной обмоткой Т1 двухполупериодную схему выпрямления со средней точкой. СЗО - сглаживающая емкость фильтра, на которой образуется постоянное напряжение, используемое для питания управляющей микросхемы U4. В качестве управляющей микросхемы в данном импульсном блоке питания традиционно используется ИМС TL494. Питающее напряжение с конденсатора СЗО подается на вывод 12 U4. В результате на выводе 14 U4 появляется выходное напряжение внутреннего опорного источника Uref=-5B, запускается внутренний генератор пилообразного напряжения микросхемы, а на выводах 8 и 11 появляются управляющие напряжения, которые представляют собой последовательности прямоугольных импульсов с отрицательными передними фронтами, сдвинутые друг относительно друга на половину периода. Элементы С29, R50, подключенные к выводам 5 и 6 микросхемы U4 определяют частоту пилообразного напряжения, вырабатываемого внутренним генератором микросхемы. Согласующий каскад в данном импульсном блоке питания выполнен по бестранзисторной схеме с раздельным управлением. Напряжение питания с конденсатора СЗО подается в средние точки первичных обмоток управляющих трансформаторов Т2, ТЗ. Выходные транзисторы ИМС U4 выполняют функции транзисторов согласующего каскада и включены по схеме с ОЭ. Эмиттеры обоих транзисторов (выводы 9 и 10 микросхемы) подключены к "корпусу". Коллекторными нагрузками этих транзисторов являются первичные полуобмотки управляющих трансформаторов Т2, ТЗ, подключенные к выводам 8, 11 микросхемы U4 (открытые коллекторы выходных транзисторов). Другие половины первичных обмоток Т2, ТЗ с подключенными к ним диодами D22, D23 образуют цепи размагничивания сердечников этих трансформаторов. Трансформаторы Т2, ТЗ управляют мощными транзисторами полумостового инвертора. Переключения выходных транзисторов микросхемы вызывают появление импульсных управляющих ЭДС на вторичных обмотках управляющих трансформаторов Т2, ТЗ. Под действием этих ЭДС силовые транзисторы Q1, Q2 попеременно открываются с регулируемыми паузами ("мертвыми зонами"). Поэтому через первичную обмотку силового импульсного трансформатора Т5 протекает переменный ток в виде пилообразных токовых импульсов. Это объясняется тем, что первичная обмотка Т5 включена в диагональ электрического моста, одно плечо которого образовано транзисторами Q1, Q2, а другое - конденсаторами С1, С2. Поэтому при открывании какого-либо из транзисторов Q1, Q2 первичная обмотка Т5 оказывается подключена к одному из конденсаторов С1 или С2, что и обуславливает протекание через нее тока в течение всего времени, пока открыт транзистор. Демпферные диоды D1, D2 обеспечивают возврат энергии, запасенной в индуктивности рассеяния первичной обмотки Т5 за время закрытого состояния транзисторов Q1, Q2 обратно в источник (рекуперация). Цепочка С4, R7, шунтирующая первичную обмотку Т5, способствует подавлению высокочастотных паразитных колебательных процессов, которые возникают в контуре, образованном индуктивностью первичной обмотки Т5 и ее меж-витковой емкостью, при закрываниях транзисторов Q1, Q2, когда ток через первичную обмотку резко прекращается. Конденсатор СЗ, включенный последовательно с первичной обмоткой Т5, ликвидирует постоянную составляющую тока через первичную обмотку Т5, исключая тем самым нежелательное подмагничивание его сердечника. Резисторы R3, R4 и R5, R6 образуют базовые делители для мощных транзисторов Q1, Q2 соответственно и обеспечивают оптимальный режим их переключения с точки зрения динамических потерь мощности на этих транзисторах. Протекание переменного тока через первичную обмотку Т5 обуславливает наличие знакопеременных прямоугольных импульсных ЭДС на вторичных обмотках этого трансформатора. Силовой трансформатор Т5 имеет три вторичные обмотки, каждая из которых имеет вывод от средней точки. Обмотка IV обеспечивает получение выходного напряжения +5В. Диодная сборка SD2 (полумост) образует с обмоткой IV двухполупериодную схему выпрямления со средней точкой (средняя точка обмотки IV заземлена). Элементы L2, СЮ, С11, С12 образуют сглаживающий фильтр в канале +5В. Для подавления паразитных высокочастотных колебательных процессов, возникающих при коммутациях диодов сборки SD2, эти диоды за-шунтированы успокаивающими RC-цепочками С8, R10nC9, R11. Диоды сборки SD2 представляют собой диоды с барьером Шоттки, чем достигается необходимое быстродействие и повышается КПД выпрямителя. Обмотка III совместно с обмоткой IV обеспечивает получение выходного напряжения +12В вместе с диодной сборкой (полумостом) SD1. Эта сборка образует с обмоткой III двухполупериодную схему выпрямления со средней точкой. Однако средняя точка обмотки III не заземлена, а подключена к шине выходного напряжения +5В. Это даст возможность использовать диоды Шоттки в канале выработки +12В, т.к. обратное напряжение, прикладываемое к диодам выпрямителя при таком включении, уменьшается до допустимого для диодов Шоттки уровня. Элементы L1, С6, С7 образуют сглаживающий фильтр в канале +12В. Резисторы R9, R12 предназначены для ускорения разрядки выходных конденсаторов шин +5В и +12В после выключения ИБП из сети. RC-цепочка С5, R8 предназначена для подавления колебательных процессов, возникающих в паразитном контуре, образованном индуктивностью обмотки III и ее межвитковой емкостью. Обмотка И с пятью отводами обеспечивает получение отрицательных выходных напряжений -5В и-12В. Два дискретных диода D3, D4 образуют полумост двухполупериодного выпрямления в канале выработки -12В, а диоды D5, D6 - в канале -5В. Элементы L3, С14 и L2, С12 образуют сглаживающие фильтры для этих каналов. Обмотка II, также как и обмотка III, зашунтиро-вана успокоительной RC-цепочкой R13, С13. Средняя точка обмотки II заземлена. Стабилизация выходных напряжений осуществляются разными способами в разных каналах. Отрицательные выходные напряжения -5В и -12В стабилизируются при помощи линейных интегральных трехвыводных стабилизаторов U4 (типа 7905) и U2 (типа 7912). Для этого на входы этих стабилизаторов подаются выходные напряжения выпрямителей с конденсаторов С14, С15. На выходных конденсаторах С16, С17 получаются стабилизированные выходные напряжения -12В и -5В. Диоды D7, D9 обеспечивают разрядку выходных конденсаторов С16, С17 через резисторы R14, R15 после выключения импульсного блока питания из сети. Иначе эти конденсаторы разряжались бы через схему стабилизаторов, что нежелательно. Через резисторы R14, R15 разряжаются и конденсаторы С14, С15. Диоды D5, D10 выполняют защитную функцию в случае пробоя выпрямительных диодов. Если хотя бы один из этих диодов (D3, D4, D5 или D6) окажется "пробитым", то в отсутствие диодов D5, D10 ко входу интегрального стабилизатора U1 (или U2) прикладывалось бы положительное импульсное напряжение, а через электролитические конденсаторы С14 или С15 протекал бы переменный ток, что привело бы к выходу их из строя. Наличие диодов D5, D10 в этом случае устраняет возможность возникновения такой ситуации, т.к. ток замыкается через них. Например, в случае, если "пробит" диод D3, положительная часть периода, когда D3 должен быть закрыт, ток замкнется по цепи: к-а D3 - L3 -D7- D5- "корпус". Стабилизация выходного напряжения +5В осуществляется методом ШИМ. Для этого к шине выходного напряжения +5В подключен измерительный резистивный делитель R51, R52. Сигнал, пропорциональный уровню выходного напряжения в канале +5В, снимается с резистора R51 и подается на инвертирующий вход усилителя ошибки DA3 (вывод 1 управляющей микросхемы). На прямой вход этого усилителя (вывод 2) подается опорный уровень напряжения, снимаемый с резистора R48, входящего в делитель VR1, R49, R48, который подключен к выходу внутреннего опорного источника микросхемы U4 Uref=+5B. При изменениях уровня напряжения на шине +5В под воздействием различных дестабилизирующих факторов происходит изменение величины рассогласования (ошибки) между опорным и контролируемым уровнями напряжения на входах усилителя ошибки DA3. В результате ширина (длительность) управляющих импульсов на выводах 8 и 11 микросхемы U4 изменяется таким образом, чтобы вернуть отклонившееся выходное напряжение +5В к номинальному значению (при уменьшении напряжения на шине +5В ширина управляющих импульсов увеличивается, а при увеличении этого напряжения -уменьшается). Устойчивая (без возникновения паразитной генерации) работа всей петли регулирования обеспечивается за счет цепочки частотно-зависимой отрицательной обратной связи, охватывающей усилитель ошибки DA3. Эта цепочка включается между выводами 3 и 2 управляющей микросхемы U4 (R47, С27). Выходное напряжение +12В в данном ИБП не стабилизируется. Регулировка уровня выходных напряжений в данном ИБП производится только для каналов +5В и +12В. Эта регулировка осуществляется за счет изменения уровня опорного напряжения на прямом входе усилителя ошибки DA3 при помощи подстроечного резистора VR1. При изменении положения движка VR1 в процессе настройки ИБП будет изменяться в некоторых пределах уровень напряжения на шине +5В, а значит и на шине +12В, т.к. напряжение с шины +5В подается в среднюю точку обмотки III. Комбинированная зашита данного ИБП включает в себя: • ограничивающую схему контроля ширины управляющих импульсов; • полную схему защиты от КЗ в нагрузках; • неполную схему контроля выходного перенапряжения (только на шине +5В). Рассмотрим каждую из этих схем. Ограничивающая схема контроля использует в качестве датчика трансформатор тока Т4, первичная обмотка которого включена последовательно с первичной обмоткой силового импульсного трансформатора Т5. Резистор R42 является нагрузкой вторичной обмотки Т4, а диоды D20, D21 образуют двухпо-лупериодную схему выпрямления знакопеременного импульсного напряжения, снимаемого с нагрузки R42. Резисторы R59, R51 образуют делитель. Часть напряжения сглаживается конденсатором С25. Уровень напряжения на этом конденсаторе пропорционально зависит от ширины управляющих импульсов на базах силовых транзисторов Q1, Q2. Этот уровень через резистор R44 подается на инвертирующий вход усилителя ошибки DA4 (вывод 15 микросхемы U4). Прямой вход этого усилителя (вывод 16) заземлен. Диоды D20, D21 включены так, что конденсатор С25 при протекании тока через эти диоды заряжается до отрицательного (относительно общего провода) напряжения. В нормальном режиме работы, когда ширина управляющих импульсов не выходит за допустимые пределы, потенциал вывода 15 положителен, благодаря связи этого вывода через резистор R45 с шиной Uref. При чрезмерном увеличении ширины управляющих импульсов по какой-либо причине, отрицательное напряжение на конденсаторе С25 возрастает, и потенциал вывода 15 становится отрицательным. Это приводит к появлению выходного напряжения усилителя ошибки DA4, которое до этого было равно 0В. Дальнейший рост ширины управляющих импульсов приводит к тому, что управление переключениями ШИМ-ком-паратора DA2 передается к усилителю DA4, и последующего за этим увеличения ширины управляющих импульсов уже не происходит (режим ограничения), т.к. ширина этих импульсов перестает зависеть от уровня сигнала обратной связи на прямом входе усилителя ошибки DA3. Схема защиты от КЗ в нагрузках условно может быть разделена на защиту каналов выработки положительных напряжений и защиту каналов выработки отрицательных напряжений, которые схемотехнически реализованы примерно одинаково. Датчиком схемы защиты от КЗ в нагрузках каналов выработки положительных напряжений (+5В и +12В) является диодно-резистивный делитель D11, R17, подключенный между выходными шинами этих каналов. Уровень напряжения на аноде диода D11 является контролируемым сигналом. В нормальном режиме работы, когда напряжения на выходных шинах каналов +5В и +12В имеют номинальные величины, потенциал анода диода D11 составляет около +5,8В, т.к. через делитель-датчик протекает ток с шины +12В на шину +5В по цепи: шина +12В - R17- D11 - шина +56. Контролируемый сигнал с анода D11 подается на резистивный делитель R18, R19. Часть этого напряжения снимается с резистора R19 и подается на прямой вход компаратора 1 микросхемы U3 типа LM339N. На инвертирующий вход этого компаратора подается опорный уровень напряжения с резистора R27 делителя R26, R27, подключенного к выходу опорного источника Uref=+5B управляющей микросхемы U4. Опорный уровень выбран таким, чтобы при нормальном режиме работы потенциал прямого входа компаратора 1 превышал бы потенциал инверсного входа. Тогда выходной транзистор компаратора 1 закрыт, и схема ИБП нормально функционирует в режиме ШИМ. В случае КЗ в нагрузке канала +12В, например, потенциал анода диода D11 становится равным 0В, поэтому потенциал инвертирующего входа компаратора 1 станет выше, чем потенциал прямого входа, и выходной транзистор компаратора откроется. Это вызовет закрывание транзистора Q4, который нормально открыт током базы, протекающим по цепи: шина Upom - R39 - R36 -б-э Q4 - "корпус". Открывание выходного транзистора компаратора 1 подключает резистор R39 к "корпусу", и поэтому транзистор Q4 пассивно закрывается нулевым смещением. Закрывание транзистора Q4 влечет за собой зарядку конденсатора С22, который выполняет функцию звена задержки срабатывания защиты. Задержка необходима из тех соображений, что в процессе выхода ИБП на режим, выходные напряжения на шинах +5В и +12В появляются не сразу, а по мере зарядки выходных конденсаторов большой емкости. Опорное же напряжение от источника Uref, напротив, появляется практически сразу же после включения ИБП в сеть. Поэтому в пусковом режиме компаратор 1 переключается, его выходной транзистор открывается, и если бы задерживающий конденсатор С22 отсутствовал, то это привело бы к срабатыванию защиты сразу при включении ИБП в сеть. Однако в схему включен С22, и срабатывание защиты происходит лишь после того как напряжение на нем достигнет уровня, определяемого номиналами резисторов R37, R58 делителя, подключенного к шине Upom и являющегося базовым для транзистора Q5. Когда это произойдет, транзистор Q5 открывается, и резистор R30 оказывается подключен через малое внутреннее сопротивление этого транзистора к "корпусу". Поэтому появляется путь для протекания тока базы транзистора Q6 по цепи: Uref - э-6 Q6 - R30 - к-э Q5 -"корпус". Транзистор Q6 открывается этим током до насыщения, в результате чего напряжение Uref=5B, которым запитан по эмиттеру транзистор Q6, оказывается приложенным через его малое внутреннее сопротивление к выводу 4 управляющей микросхемы U4. Это, как было показано ранее, ведет к останову работы цифрового тракта микросхемы, пропаданию выходных управляющих импульсов и прекращению переключении силовых транзисторов Q1, Q2, т.е. к защитному отключению. КЗ в нагрузке канала +5В приведет к тому, что потенциал анода диода D11 будет составлять всего около +0.8В. Поэтому выходной транзистор компаратора (1) окажется открыт, и произойдет защитное отключение. Аналогичным образом построена защита от КЗ в нагрузках каналов выработки отрицательных напряжений (-5В и -12В) на компараторе 2 микросхемы U3. Элементы D12, R20 образуют диодно-резистивный делитель-датчик, подключаемый между выходными шинами каналов выработки отрицательных напряжений. Контролируемым сигналом является потенциал катода диода D12. При КЗ в нагрузке канала -5В или -12В, потенциал катода D12 повышается (от -5,8 до 0В при КЗ в нагрузке канала -12В и до -0,8В при КЗ в нагрузке канала -5В). В любом из этих случаев открывается нормально закрытый выходной транзистор компаратора 2, что и обуславливает срабатывание защиты по приведенному выше механизму. При этом опорный уровень с резистора R27 подается на прямой вход компаратора 2, а потенциал инвертирующего входа определяется номиналами резисторов R22, R21. Эти резисторы образуют двуполярно запитанный делитель (резистор R22 подключен к шине Uref=+5B, а резистор R21 - к катоду диода D12, потенциал которого в нормальном режиме работы ИБП, как уже отмечалось, составляет -5,8В). Поэтому потенциал инвертирующего входа компаратора 2 в нормальном режиме работы поддерживается меньшим, чем потенциал прямого входа, и выходной транзистор компаратора будет закрыт. Защита от выходного перенапряжения на шине +5В реализована на элементах ZD1, D19, R38, С23. Стабилитрон ZD1 (с пробивным напряжением 5,1В) подключается к шине выходного напряжения +5В. Поэтому, пока напряжение на этой шине не превышает +5,1 В, стабилитрон закрыт, а также закрыт транзистор Q5. В случае увеличения напряжения на шине +5В выше +5,1В стабилитрон "пробивается", и в базу транзистора Q5 течет отпирающий ток, что приводит к открыванию транзистора Q6 и появлению напряжения Uref=+5B на выводе 4 управляющей микросхемы U4, т.е. к защитному отключению. Резистор R38 является балластным для стабилитрона ZD1. Конденсатор С23 предотвращает срабатывание защиты при случайных кратковременных выбросах напряжения на шине +5В (например, в результате установления напряжения после скачкообразного уменьшения тока нагрузки). Диод D19 является развязывающим. Схема образования сигнала PG в данном импульсном блоке питания является двухфункциональной и собрана на компараторах (3) и (4) микросхемы U3 и транзисторе Q3. Схема построена на принципе контроля наличия переменного низкочастотного напряжения на вторичной обмотке пускового трансформатора Т1, которое действует на этой обмотке лишь при наличии питающего напряжения на первичной обмотке Т1, т.е. пока импульсный блок питания включен в питающую сеть. Практически сразу после включения ИБП в питающую сеть появляется вспомогательное напряжение Upom на конденсаторе СЗО, которым запитывается управляющая микросхема U4 и вспомогательная микросхема U3. Кроме того, переменное напряжение со вторичной обмотки пускового трансформатора Т1 через диод D13 и то-коограничивающий резистор R23 заряжает конденсатор С19. Напряжением с С19 запитывается резистивный делитель R24, R25. С резистора R25 часть этого напряжения подается на прямой вход компаратора 3, что приводит к закрыванию его выходного транзистора. Появляющееся сразу вслед за этим выходное напряжение внутреннего опорного источника микросхемы U4 Uref=+5B за-питывает делитель R26, R27. Поэтому на инвертирующий вход компаратора 3 подается опорный уровень с резистора R27. Однако этот уровень выбран меньшим, чем уровень на прямом входе, и поэтому выходной транзистор компаратора 3 остается в закрытом состоянии. Поэтому начинается процесс зарядки задерживающей емкости С20 по цепи: Upom - R39 - R30 - С20 - "корпус". Растущее по мере зарядки конденсатора С20 напряжение подается на инверсный вход 4 микросхемы U3. На прямой вход этого компаратора подается напряжение с резистора R32 делителя R31, R32, подключенного к шине Upom. Пока напряжение на заряжающемся конденсаторе С20 не превышает напряжения на резисторе R32, выходной транзистор компаратора 4 закрыт. Поэтому в базу транзистора Q3 протекает открывающий ток по цепи: Upom - R33 - R34 - 6-э Q3 - "корпус". Транзистор Q3 открыт до насыщения, а сигнал PG, снимаемый с его коллектора, имеет пассивный низкий уровень и запрещает запуск процессора. За это время, в течение которого уровень напряжения на конденсаторе С20 достигает уровня на резисторе R32, импульсный блок питания успевает надежно выйти в номинальный режим работы, т.е. все его выходные напряжения появляются в полном объеме. Как только напряжение на С20 превысит напряжение, снимаемое с R32, компаратор 4 переключится, него выход ной транзистор откроется. Это повлечет за собой закрывание транзистора Q3, и сигнал PG, снимаемый с его коллекторной нагрузки R35, становится активным (Н-уровня) и разрешает запуск процессора. При выключении импульсного блока питания из сети на вторичной обмотке пускового трансформатора Т1 переменное напряжение исчезает. Поэтому напряжение на конденсаторе С19 быстро уменьшается из-за малой емкости последнего (1 мкф). Как только падение напряжения на резисторе R25 станет меньше, чем на резисторе R27, компаратор 3 переключится, и его выходной транзистор откроется. Это повлечет за собой защитное отключение выходных напряжений управляющей микросхемы U4, т.к. откроется транзистор Q4. Кроме того, через открытый выходной транзистор компаратора 3 начнется процесс ускоренной разрядки конденсатора С20 по цепи: (+)С20 - R61 - D14 - к-э выходного транзистора компаратора 3 - "корпус". Как только уровень напряжения на С20 станет меньше, чем уровень напряжения на R32, компаратор 4 переключится, и его выходной транзистор закроется. Это повлечет за собой открывание транзистора Q3 и переход сигнала PG в неактивный низкий уровень до того, как начнут недопустимо уменьшаться напряжения на выходных шинах ИБП. Это приведет к инициализации сигнала системного сброса компьютера и к исходному состоянию всей цифровой части компьютера. Оба компаратора 3 и 4 схемы выработки сигнала PG охвачены положительными обратными связями с помощью резисторов R28 и R60 соответственно, что ускоряет их переключение. Плавный выход на режим в данном ИБП традиционно обеспечивается при помощи формирующей цепочки С24, R41, подключенной к выводу 4 управляющей микросхемы U4. Остаточное напряжение на выводе 4, определяющее максимально возможную длительность выходных импульсов, задается делителем R49, R41. Питание двигателя вентилятора осуществляется напряжением с конденсатора С14 в канале выработки напряжения -12В через дополнительный развязывающий Г-образный фильтр R16, С15. Источник: https://soundbarrel.ru ingeneryi.infoПРИНЦИПИАЛЬНАЯ СХЕМА ИМПУЛЬСНОГО БЛОКА ПИТАНИЯ КОМПЬЮТЕРА. Импульсных бп схемы
Импульсные БП
Принципиальная схема импульсного блока питания ЗУСЦТ, принцип работы
Функциональная схема и принцип работы импульсного блока питания телевизора ЗУСЦТ
Принципиальная схема импульсного блока питания телевизора ЗУСЦТ
Сетевой фильтр блока питания ЗУСЦТ
Блог инженера » Портал инженера
интернет-магазин светодиодного освещения
Пн - Вс с 10:30 до 20:00
Санкт-Петербург, просп. Энгельса, 138, корп. 1, тк ''Стройдвор''
Поделиться с друзьями: