Универсальный контроллер полумостового ИБП Автоколебательные полумостовые инверторы с коммутирующим трансформатором, получившие широчайшее распространение в нестабилизированных импульсных блоках питания, обязаны этим своей предельной простоте Однако на этом их положительные качества и исчерпываются, в то время как список их недостатков достаточно длинен. Главный недостаток - сложность в расчете. Особенно это касается коммутирующего трансформатора, задающего основной параметр такого ИБП - его рабочую частоту Большинство радиолюбителей даже не пытаются его рассчитывать, а либо повторяют уже известные моточные данные, либо подбирают их на готовой конструкции, как говорится, "по месту" Трудности повторения и подбора усугубляются еще и тем, что для изготовления коммутирующего трансформатора желателен не любой магнитный материал, а имеющий характеристику намагничивания с петлей гистерезиса прямоугольной формы и небольшой площади. Это приводит к тому, что в любительских условиях, когда применяется не то, что надо, а то, что есть (ведь ферритовые изделия редко бывают внятно промаркированы), точное повторение маловероятно. То же самое касается и настройки. Будучи один раз изготовлен, этот трансформатор определяет частоту генерации на все время эксплуатации блока, и никакая оперативная регулировка при этом невозможна Кроме того, для инверторов, в которых генерация поддерживается благодаря положительной ОС по току, характерным недостатком является сильная зависимость параметров блока от нагрузки, вплоть до полного отказа при ее снижении. А если перейти на ПОС по напряжению, появляется другая неприятность - уж очень большая доля выходной мощности потребляется цепью ПОС, значительно ухудшая КПД блока. Особенно это заметно на ИБП малой мощности - в единицы ватт. Так например, в ИБП, описанном в [1], до половины выходной мощности отбиралось цепью ПОС, где большая ее часть расходовалась на нагрев балластного резистора. Именно поэтому, видимо, автор конструкции, опубликованной в [2], решился на значительное усложнение схемы ИБП, хотя в ней не предусмотрены ни стабилизация, ни ШИМ. Ему удалось продемонстрировать несколько новых и, как выяснилось, эффективных приемов схемотехники блоблоков питания (ниже их применение будет рассмотрено подробнее). Тем не менее универсальной схему [2] назватьнельзя и, прежде всего, из-за ее сложности. Две микросхемы (одну из которых к тому же приходится программировать), кварцованная тактовая частота, мостовая силовая часть - все это спроектировано под конкретный случай и явно излишне, скажем, для ИБП мощностью в несколько ватт. А ведь таких большинство - если подсчитать количество всем знакомых черных кубиков-адаптеров, приходящееся на одну среднестатистическую квартиру, то оно, скорее всего, будет не менее десятка штук. Поэтому создание простейшего контроллера, пригодного для ИБП мощностью единицы-десятки ватт, и по сложности ненамного превышающего инвертор с коммутирующим трансформатором, остается актуальной задачей. Попробуем сформулировать список требований, которым должен удовлетворять такой контроллер. Основой его должна быть логическая микросхема широко распространенной серии (лучше всего-единственная) Силовая часть - по схеме полумоста (причем необязательно на полевых ключах), поскольку это, по сравнению с полным мостом, вдвое упрощает схему ключей и во столько же раз уменьшает потребную выходную мощность предвыходного каскада, не ограничивая (вопреки утверждаемому в [2]) выходную мощность самого блока питания. Параметры рабочего режима (частота, длительность защитных интервалов) должны легко устанавливаться подбором RC-це- пей. Специальные меры, связанные с пуском, поме- хозащитой и аварийными режимами, могут быть упрощены до предела или вообще отсутствовать (кроме плавкого предохранителя, конечно). В том, что для маломощных ИБП такое упрощение допустимо, можно убедиться, ознакомившись со схемотехникой энергосберегающих ламп. Практика подтвердила это допущение. Схема контроллера, в основном удовлетворяющего этим требованиям, показана на рис. 1 Чтобы получить нужную для управления силовыми ключами мощность, применена подсказанная в [2] КМОП-логика серии КР1564 (аналог 74НС), которая обладает наносекундным быстродействием и высокой нагрузочной способностью при небольшом напряжении питания. Но, в отличие от конструкции [2], использован только один управляющий трансформатор Т1. Частоту преобразования ИБП задает симметричный мультивибратор на элементах DD1.1, DD1.2. Выход контроллера представляет собой мостовую схему на четырех логических элементах DD1.3...DD1.6. Защитный интервал величиной 6...15% от ширины управляющего импульса, позволяющий гарантированно защитить силовые ключи от сквозных токов, а также дать завершиться переходным процессам при коммутации, формируется простейшим способом - задержкой входного сигнала одного из плеч с помощью интегрирующей цепочки R4, Сб. Поскольку фронты и спады импульсов этого плеча оказываются завалены, их приходится восстанавливать, применяя для этого триггеры Шмидта. Таким образом, в схеме контроллера рис. 1 могут быть использованы только логические инверторы, содержащие триггеры Шмидта, т.е. КР1564ТЛ2 или 74НС14. Если согласиться на некоторое усложнение схемы, то можно использовать более распространенные триггеры Шмидта типа К561ТЛ1. Однако для получения нужной нагрузочной способности в этом варианте на выходе все равно требуется применение инверторов серии КР1564. Схема такого контроллера показана на рис. 2. Здесь задающий генератор DD1.1 настроен на частоту вдвое больше рабочей, а счетный триггер DD2, деля ее на 2, обеспечивает идеальную симметрию управляющих импульсов. Если это не требуется, то можно построить задающий генератор в виде симметричного мультивибратора, как на рис. 1. Некоторая несимметрия выходного сигнала такого мультивибратора может привести к появлению на выходе постоянной составляющей, подмагничивающей трансформатор Т1. Чтобы этого избежать, последовательно с первичной обмоткой Т1 включен конденсатор С7. Кстати, для уменьшения несимметрии желательно применять во времязадающих цепочках этого мультивибратора как можно более точные резисторы и конденсаторы (во всяком случае, с допуском не хуже 5%). Цепи питания такого ИБП аналогичны описанным в [2]. Но поскольку энергопотребление управляющей части гораздо ниже, емкость балластного конденсатора С1 уменьшена втрое. Емкость сглаживающего конденсатора С2 выбирается исходя из требуемого качества фильтрации низкочастотных пульсаций и может быть гораздо больше, чем указано на рис. 1. Однако при этом в цепи заряда этого конденсатора желательно предусмотреть низкоомный позистор или хотя бы обычный резистор, ограничивающий стартовый ток через диоды VD2. Цепи управления полевыми ключами также аналогичны описанным в [2], если не считать уменьшения сильно завышенных номиналов конденсаторов С8, С9 до реально необходимых значений. Вообще управление полевыми ключами связано с некоторыми тонкостями, о которых в [2] упомянуто лишь вскользь. Попробуем подробнее разобраться в этом вопросе. Для этого рассмотрим малоизвестную, но очень полезную и информативную характеристику - зависимость сопротивления канала MOSFET-транзистора от напряжения из-и. Хотя она почти никогда не публикуется в справочниках, ее нетрудно снять самостоятельно, пользуясь обычными любительскими приборами - омметром и регулируемым источником постоянного напряжения. На рис. 3 показаны такие характеристики для тех транзисторов, которые оказались у автора под рукой в количестве не менее 2...3 штук (меньше было бы статистически недостоверно). Главное, что видно из этих графиков - коммутация ключа происходит в узкой переходной зоне управляющих напряжений, которая для большинства распространенных транзисторов составляет примерно 2,5...3,5 В. Наложим эти значения на реальную осциллограмму управляющих импульсов на затворе одного из транзисторов полумоста (рис. 4), и из нее становится понятен смысл защитных интервалов (ступенек на фронтах импульсов): если они располагаются ниже уровня запирания, то когда один ключ открыт, другой гарантированно закрыт. Во время самого защитного интервала закрыты оба ключа. Кроме того, из рис. 4 видно, что крутые фронты управляющих импульсов нужны лишь в этой переходной зоне , чем быстрее удается ее проскочить, тем меньше динамические потери в ключах. Остальная часть импульса определяет статические потери (т.е. падение напряжения на открытом ключе и утечку через закрытый) и может иметь достаточно произвольный вид Далее, из рис. 4 следует, что не всегда полезно завышать амплитуду управляющих импульсов для уменьшения сопротивления открытого транзистора. Действительно, если увеличить напряжение питания управляющей части контроллера до 6 В, предельно допустимых для КР1564, то верхушки управляющих импульсов будут выше, и мы получим некоторое снижение статических потерь на открытом ключе, но одновременно защитные интервалы тоже приподнимутся и окажутся в переходной зоне. Появятся моменты, когда оба ключа будут полуоткрыты, и образовавшиеся от этого сквозные токи "съедят" полученный выигрыш. И, наконец, из рассмотрения графиков рис. 3 видно, что не все транзисторы одинаково пригодны для работы с таким контроллером. Если применить 2SK945 или IRF840, для которых переходная зона располагается в диапазоне 1,7. .2,5 В, и ничего не менять в цепях управления ключами, то защитные интервалы как раз попадут в этот диапазон, и сквозных токов тогда не избежать. Существует также большой класс современных MOSFET-транзисторов с пороговой зоной 1... 1,5 В (т.н. "логические", т.е. допускающие непосредственное управление от низковольтной логики, в их обозначении обычно присутствует буква L), для которых это тем более недопустимо без соответствующего снижения уровня защитных интервалов. Автор в описываемых ИБП чаще всего использовал транзисторы SSS2N60A фирмы Samsung (2 А, 600 В) как наиболее дешевые, к тому же имеющие полностью изолированный пластиком корпус. В маломощных вариантах ИБП были опробованы также D2NC40 в корпусах для поверхностного монтажа, добытые из энергосберегающих ламп. Напряжение питания контроллера для этих транзисторов нужно увеличить до 6 В, поскольку они, согласно рис. 3, имеют наиболее высокое сопротивление канала и самую "правую" характеристику управления. Контроллер позволяет использовать в качестве ключевых элементов и биполярные NPN-транзисторы. Схема такой силовой части показана на рис. 5, причем число витков обмоток II и III трансформатора Т1 в ней, естественно, должно быть не таким, как для полевых. Другое важное отличие контроллера, обслуживающего биполярные ключи - необходимость учесть большее, чем у полевых, время закрывания. Для этого надо увеличить длительность защитных интервалов до 20...25% от ширины управляющего импульса, что достигается увеличением емкости конденсатора С6 (см. рис. 2 по сравнению с рис. 1) или сопротивления резистора R4. Осциллограмма управляющего импульса для биполярного ключа показана на рис. 6. Надо подчеркнуть, что при таком управляющем сигнале выходное напряжение полумоста имеет прямоугольную (неступенчатую) форму, поскольку ступеньки защитных интервалов маскируются затянутым закрыванием транзисторов. В реальной конструкции это достигается подбором резистора R4, т.е. первоначальной установкой заведомо большего номинала, а затем уменьшением R4 до получения прямоугольной формы напряжения на выходе блока. Слишком большое значение R4 приводит к проходу защитных ступенек на выход, зауживанию выходных импульсов и недобору по мощности (эффект, равноценный ШИ-регулированию), а чрезмерно малое - к сквозным токам, перегреву ключей и выходу их из строя. Чтобы оценить выходную мощность, которую способен выдать полумост на биполярных транзисторах, управляемых таким контроллером, можно измерить с помощью осциллографа на резисторе R6 ток базы открытого транзистора. В авторском экземпляре он оказался равным 15 мА. Транзисторы MJE13001, MJE13003, 2SC2482 или 2SC2611 из энергосберегающих ламп, имеющие невысокий И21э, при таком токе базы позволяют управлять коллекторным током до 100... 150 мА. Следовательно, можно ожидать от таких транзисторов выходной мощности около 12...20 Вт. Длительный прогон такого ИБП, нагруженного на 5-ваттную лампочку показал, что транзисторы 2SC2482 в корпусах Т092, не снабженные никакими радиаторами, оставались холодными. Теперь о конструктивных особенностях. Как легко догадаться из вышеописанного, автор старался базироваться на широко доступных компонентах из неисправных энергосберегающих ламп. Оттуда брались не только транзисторы, но и магнитопроводы, изготовленные, как показала практика, из высококачественных "силовых" ферритов. Хотя описание выходной цепи ИБП выходит за рамки контроллерной тематики, можно упомянуть, что силовой трансформатор Т2 на LU-образных магнитопроводах, взятых из ламп и сложенных по 2...4 штуки вместе, способен выдать на выход до 40... 100 Вт, работая на частоте 80... 100 кГц. Именно такую рабочую частоту обеспечивает задающий генератор в схеме рис. 1 (на рис. 2 - вдвое большую). Для ИБП мощностью в единицы ватт достаточно одного такого магнитопровода. Для тех, кто хотел бы воспользоваться помощью компьютера при расчете силового трансформатора, можно порекомендовать удобную программу Е. Москатова "Transformer 2.0.0.0", выложенную на сайте [3]. Существуют и другие программы такого рода. Возможные замены диодов вполне очевидны: все диодные мосты можно собрать на взятых из ламп диодах 1 N4007, стабилитрон VD3 годится любой 5-вольтовый, а в качестве VD4, VD5 можно ставить любые кремниевые быстродействующие, например, КД521. Управляющий трансформатор Т1 намотан на фер- ритовом кольце, взятом из коммутирующего трансформатора энергосберегающей лампы. Технология его изготовления, описанная в [2], оказалась весьма удачной и эффективной, хотя не во всем корректной. Если кольцо эмалированное, то оно пригодно для намотки сразу. Если нет, то его надо подготовить - не только закруглить наждачной шкуркой острые грани, но и обязательно изолировать всю поверхность с помощью полоски лакоткани. Пренебрежение этой мерой в практике автора, пока он не узнал, что ферриты многих марок обладают неплохой электропроводностью, не раз приводило к сгоранию силовых транзисторов. Далее, как рекомендовано в [2], изготавливается жгутик длиной около 0,5 м из четырех сложенных вместе и часто перевитых (несколько скруток на 1 см) обмоточных проводов диаметром 0 12...0,2 мм. Этим жгутиком делается 25 витков равномерно по всей окружности кольца (для управления полевыми транзисторами). Затем концы расплетаются, и два из этих проводов используются как обмотки II и III, а остальные два соединяются последовательно, образуя обмотку I. Такой метод обеспечивает хорошую связь между обмотками и минимальное рассеивание магнитного поля, благодаря чему передача управляющих импульсов на затворы происходит без искажений и потери быстродействия, с минимумом паразитных "звонов". Для управления биполярными транзисторами обмотка I должна иметь 50 витков, а II и III - по 10 витков. Намотать их общим жгутиком при такой разнице затруднительно, тем не менее надо постараться максимально увеличить связь между обмотками, распределив каждую из них равномерно по окружности кольца. Трудно согласиться с данной в [2] рекомендацией использовать для намотки трансформатора Т1 провод с эмалевой изоляцией типа ПЭВ. Ведь при намотке жгутиком никакой межобмоточной изоляции нет, а между обмотками этого трансформатора действует напряжение не менее 310 В (а с учетом выбросов при переходных процессах - и более). Но с другой стороны, справочники утверждают, что даже самый тонкий ПЭВ-2 имеет изоляцию, выдерживающую сотни вольт. По мнению автора, поскольку радиолюбители частенько используют случайный провод, неизвестно когда изготовленный и, возможно, хранившийся до использования в неблагоприятных условиях, то лучше перестраховаться и применять для намотки Т1 не ПЭВ-2, а провод, имеющий двойную изоляцию - например, ПЭЛШО или даже ПЭПШД, а после наладки желательно пропитать готовый и испытанный трансформатор хотя бы парафином. Теперь о налаживании контроллера. Применять сложную методику, описанную в [2], с измерением тока потребления на каждом этапе, имеет смысл лишь тогда, когда делается первый такой ИБП. В дальнейшем, когда "рука набита", достаточно правильно сфазировать обмотки II и III трансформатора Т1, убедиться с помощью осциллографа в правильной форме импульсов на затворах (базах) транзисторов VT1 и VT2 и, если требуется, подстроить защитные интервалы, скорректировав номиналы интегрирующей цепочки R4, Сб. Первое включение с нагрузкой все же желательно делать на пониженном сетевом напряжении, питая ИБП через ЛАТР. (Прим. ред. - 20.07.2008 вышла новейшая версия программы "Design tools pulse transformers 4.0.0.0". Раньше программа называлась "Transformer" (см. сообщение [3]). Программу "Design tools pulse transformers 4.0.0.0" для расчета трансформаторов, справку по программе (файл Design_tools_pulse_transformers_4000 z р) вы можете загрузить с сайта нашего журнала: http://www.radioliga.com (раздел "Программы") а также с сайта автора программы: http://www.moskatov.narod.ru/ Литература 1. В. Стрюков. "Малогабаритный блок питания - из электронного балласта" - Радио, №3, 2004 г., с. 38. 2. С. Макаркин. "Самодельный ИБП для импортного трансивера" - Радио, №10, 2003 г., с. 62. 3. http://moskatov.narod.ru/ Виктор Стрюков г. Калининград cxema.my1.ru
Устройство предназначено для нагрузок, требующих двуполярного напряжения питания. Предлагаемый блок отличается простотой и применением более распространенных деталей.
Основные технические характеристики
Напряжение сети, 170...250 В
Мощность, отдаваемая в нагрузку, 200 Вт
Выходное напряжение, 2x24 В
Частота преобразования, 60 кГц
Напряжение сети через терморезистор RK1, ограничивающий пусковой ток, и помехоподавляющий фильтр L1C2—С4 поступает на диодный мост VD1. Выпрямленное напряжение, сглаженное конденсатором С5, питает полумостовой преобразователь на транзисторах VT1, VT2. В диагональ моста, образованного этими транзисторами и конденсаторами С9, С10, включена обмотка I импульсного трансформатора Т1. Резисторы R4 и R5 выравнивают напряжение на конденсаторах С9 и С10 во время работы блока питания, а также разряжают конденсаторы С1, С5, С9, С10 после выключения питания. Резистор R3 — датчик тока, потребляемого преобразователем. Кроме этого, напряжение сети через балластный конденсатор С1 поступает на выпрямитель — параметрический стабилизатор VD2VD3C6, который питает узел управления, собранный на ШИ контроллере DA1 и усилителе DA3. Микросхема TL494 (DA1), включена по типовой схеме. Конденсатор С14 и резистор R16 задают частоту генерации. Конденсатор С12 и резистор R6 определяют параметры мягкого запуска. Остальные элементы, подключенные к ШИ контроллеру DA1, задают начальные условия и частотную коррекцию цепей обратной связи. В цепи обратной связи действуют два сигнала. Первый из них поступает с делителя напряжения, образованного фототранзистором оптрона U1.1 и резистором R9, на вход 1IN+ ШИ контроллера. Этот сигнал пропорционален отклонению выходного напряжения от заданного. Второй сигнал поступает с резистора R3 (датчика тока) через резистор R13 на вход 2IN+ ШИ контроллера и ограничивает входной ток преобразователя. Пока последний не превышает допустимого порогового значения, обратная связь стабилизирует выходное напряжение. Когда напряжение на резисторе R3 достигнет порога, который задает делитель образцового напряжения R7R14, начинается ограничение выходного тока.
Цепь обратной связи по напряжению построена по типовой схеме на оптроне U1 и микросхеме DA2. Стабилизация напряжения и ограничение тока осуществляются изменением длительности импульсов, управляющих коммутирующими транзисторами преобразователя. Эти импульсы поступают на вход усилителя DA3. Особенность схемы включения этой микросхемы — наличие конденсатора вольтдобавки С19 для питания узла, управляющего транзистором VT1. Это исключает необходимость использования независимого изолированного источника для его питания. Когда транзистор VT2 открыт, конденсатор С19 заряжается через диод VD8 до напряжения питания (около 15 В). Когда транзистор VT2 закрывается, напряжение на выводе 6 микросхемы DA3 скачком увеличивается до напряжения на истоке транзистора VT1. Выходной каскад усилителя потребляет большой ток только на перепадах импульсов во время перезарядки емкости затвор—исток транзистора VT1. В остальное время потребляемый ток существенно меньше, поэтому указанная на схеме емкость конденсатора С19 достаточна для питания выходного каскада в течение полупериода. ШИ контроллер исключает возникновение сквозного тока через транзисторы VT1 и VT2.
Устройство собрано на односторонней печатной плате из фольгированного стеклотекстолита. Транзисторы VT1 и VT2 установлены на теплоотводах с площадью охлаждающей поверхности 45 см2 каждый через изолирующие теплопроводные прокладки. Диоды выходного выпрямителя VD4—VD7 установлены на один теплоотвод площадью 125 см2 через изолирующую прокладку. Выводы обмотки II трансформатора Т1 припаяны непосредственно к соответствующим выводам этих диодов. Выводы резисторов R4 и R5 припаяны к соответствующим выводам конденсаторов С9 и С10 на стороне печатных проводников. В конструкции автора использовано естественное охлаждение, поскольку блок питания не эксплуатируется постоянно на максимальной мощности. Трансформатор Т1 — в броневом магнитопроводе Б-36 без зазора из феррита 2000НМ. Обмотка I содержит 21 виток провода ПЭВ-2 0,6. Обмотка II — 5+5 витков медной ленты прямоугольного сечения 12x0,15 мм, обернутой лакотканью. Другой возможный вариант — жгут из шести проводов ПЭВ-2 0,6. Экран — незамкнутый виток фольги. Дроссель L1 — PLA10 производства фирмы MURATA. Терморезистор SCK103 (RK1) можно заменить на SCK105. Допустимо применить дроссель и терморезистор о компьютерного блока питания. Стабилитрон КС515А (VD3) заменим импортным 1N4744A, а диод FR155 (VD8) — FR157. Оптрон РС817 (U1) можно заменить на РС816, LTV816, LTV817. В устройстве применены импортные оксидные конденсаторы: С5 — из серии EHL, специально предназначенной для импульсных источников питания; С15, С16 — с низким значением ЭПС (эквивалентного последовательного сопротивления) одной из серий EXR, ESX, ERS, ESG; С6, С12 — серии ECR общего назначения. Конденсаторы С7, С8, С17—С19 керамические, остальные — пленочные. Номинальное напряжение конденсаторов С1 и СЗ — 630 В; С2, С4, С9, С10 — не менее 400 В. Резисторы — МЛТ, С2-33. Налаживание рекомендую проводить в два этапа. На первом этапе смонтируйте все элементы, кроме Т1, VT1, I VT2, VD4—VD7. Для обеспечения безопасности необходимо исключить гальваническую связь с электросетью, поэтому блок питания включите через маломощный разделительный трансформатор. На этом этапе проверьте работоспособность отдельных узлов. Установите частоту импульсов ШИ контроллера подбором элементов R16, С14 в диапазоне 50...70 кГц. С помощью лабораторного источника питания сымитируйте сигналы обратной связи, изменяя ток через резистор R3 и излучающий диод оптрона U1.2. Проверьте, что с их увеличением возрастает скважность импульсов ШИ контроллера. Подбором резистора R7 установите порог ограничения тока. Затем припаяйте полевые транзисторы VT1, VT2 и проверьте, что форма импульсов напряжения на их затворах относительно истоков близка к прямоугольной. На втором этапе смонтируйте остальные элементы и включите блок питания в сеть без разделительного трансформатора. Подбором резистора R17 установите номинальное выходное напряжение. При большой скважности импульсов может потребоваться увеличить емкость конденсаторов С11 С13 в несколько раз. Завершают налаживание проверкой работы блока питания под нагрузкой, вплоть до максимальной мощности.
Другое номинальное выходное напряжение можно получить изменением числа витков обмотки II трансформатора Т1 и сопротивления резистора R17 Может возникнуть необходимость подбора сопротивления резистора R19, чтобы ток через излучающий диод оптрона U1.2 не превышал 20 мА. Изменить мощность можно применением других элементов, в том числе импульсного трансформатора.
А. Кривецкий; Радио№8,2006 radio-point.narod.ru
Сейчас редко кто внедряет в самодельную конструкцию усилителя сетевой трансформатор, и правильно - импульсный бп более дешевый, легкий и компактный, а хорошо собранный почти не отдает помех в нагрузку (либо помехи сведены к минимуму).
Разумеется, не спорю, сетевой трансформатор гораздо, гораздо надежней, хотя и современные импульсники, напичканные всевозможными защитами тоже неплохо справляются со своей задачей.
IR2153 - я бы сказал уже легендарная микросхема, которая применяется радиолюбителями очень часто, и внедряется именно в сетевые импульсные источники питания. Микросхема из себя представляет простой полумостовой драйвер и в схемах иип работает в качестве генератора импульсов.
На основе данной микросхемы строятся блоки питания от нескольких десятков до нескольких сотен ватт и даже до 1500 ватт, разумеется с ростом мощности будет усложняться схема.
Тем не менее не вижу смысла делать иип высокой мощности с применением именно этой микросхемы, причина - невозможно организовать выходную стабилизацию или контроль, и не только Микросхема не является ШИМ контроллером, следовательно ни о каком ШИМ управлении не может идти и речи, а это очень плохо. Хорошие иип как право делают на двухтактных микросхемах ШИМ, к примеру ТЛ494 или ее сородичи и т.п, а блок на IR2153 в большей степени блок начинающего уровня.
Перейдем к самой конструкции импульсного источника питания. Все собрано по даташиту - типичный полумост, две емкости полумоста, которые постоянно находятся в цикле заряд/разряд. От емкости этих конденсаторов будет зависеть мощность схемы в целом (ну разумеется не только от них). Расчетная мощность именно этого варианта составляет 300 ватт, мне больше и не нужно, сам блок для запитки двух каналов унч. Емкость каждого из конденсаторов 330мкФ, напряжение 200 Вольт, в любом компьютерном блоке питания как раз стоят такие конденсаторы, по идее схематика комповых бп и нашего блока в чем то схоже, в обеих случаях топология - полумост.
На входе блока питания тоже все как положено - варистор для защиты от перенапряжений, предохранитель, сетевой фильтр ну и разумеется выпрямитель. Полноценный диодный мост, который можно и взять готовый, главное, чтобы мост или диоды имели обратное напряжение не менее 400 Вольт, в идеале 1000, и с током не менее 3Ампер. Разделительный конденсатор - пленка , 250 В а лучше 400, емкость 1мкФ, к стати - тоже можно найти в компьютерном блоке питания.
Трансформатор Рассчитан по программе, сердечник от компового бп, габаритные размеры увы указать не могу. В моем случае первичная обмотка 37 Витков проводом 0,8мм, вторичная 2 по 11 витков шиной из 4-х проводов 0.8мм. С таким раскладом выходное напряжение в районе 30-35 Вольт, разумеется, намоточные данные будут у всех разные, в зависимости от типа и габаритных размеров сердечника.
Все резисторы 0,25 ватт, кроме двух резисторов 51 Ом в снабберной цепи (они на 2 ватт) и резистора по питанию микры (тоже на 2, если есть, то ставьте на 5 ватт). Во время работы источника питания нагрев на указанных резисторах нормальное явление.
Шаблон печатной платы можно скачать ниже, размеры уже установлены, зеркалить платку тоже нет необходимости.
Скачать архив
vip-cxema.org Импульсный полумостовой блок питания схема
Универсальный контроллер полумостового ИбП - Блоки питания (импульсные) - Источники питания
Стабилизированный полумостовой импульсный блок питания
cxema.org - Импульсный источник питания для усилителей
Импульсный источник питания для усилителей
интернет-магазин светодиодного освещения
Пн - Вс с 10:30 до 20:00
Санкт-Петербург, просп. Энгельса, 138, корп. 1, тк ''Стройдвор''
Поделиться с друзьями: